Анализ нерезонансных нагрузок транзисторных передатчиков

Технические показатели радиопередатчиков

К основным показателям радиопередатчика относятся:

• диапазон волн,
• мощность,
• коэффициент полезного действия,
• вид 
• качество передаваемых сигналов.

В соответствии с классификацией волн  различают передатчики

•  километровых,
• гектометровых,
• декаметровых 
• других волн.

С этим различием связаны соответствующие особенности конструкций, так как в разных диапазонах различны конструкции колебательных контуров и типов усилительных элементов.Передатчик может работать на одной или нескольких выделенных для него фиксированных волнах, либо он может настраиваться на любую длину волны в непрерывном диапазоне волн.

Мощность передатчика обычно определяется как максимальная мощность высокочастотных колебаний, поступающая в антенну при отсутствии модуляции, при непрерывном излучении. Однако этой характеристики недостаточно для оценки мощности радиопередатчика.

Дело в том, что в технике радиосвязи часто приходится иметь дело с сигналами, напряжение которых изменяется в очень широких пределах и в сравнительно короткие промежутки времени может принимать значения, в несколько раз превосходящие средний уровень.

Характерным примером подобного режима может служить радиолокационный передатчик, излучающий импульсы длительностью около 1 мкс, разделенные интервалами около 1 мс, т.е. в 1000 раз большей длительности.

  Если бы при проектировании передатчика расчет велся на то, что в моменты этих выбросов мощность излучения соответствовала бы номинальной мощности, то фактическая средняя мощность излучения была бы во много раз меньше.

Передатчик был бы использован значительно слабее своих возможностей, а при необходимости обеспечить большую дальность радиосвязи потребовалось бы применить передатчик значительно большей мощности.

В системах радиовещания промежутки времени, в которые амплитуда колебаний достигает максимальных значений, занимают обычно большую часть общего времени работы передатчика (например, 10-20 %), длительность их доходит до десятков миллисекунд, но и в этом случае описанное временное форсирование передатчика возможно, хотя и в меньших пределах. В соответствии с изложенным мощность передатчика, помимо цифры максимальной мощности, при непрерывной работе характеризуют значениями пиковой мощности, которая может быть обеспечена в течение ограниченных промежутков времени.  Например, если средняя мощность передатчика при непрерывной работе 100 кВт, то она может доходить до 200 кВт, если длительность импульсов не превышает интервалов между ними.

Важнейшими показателями радиопередатчика являются стабильность излучаемой им частоты и уровень побочных излучений.

Дело в том, что если строго соблюдается присвоенная данному передатчику частота сигнала, то настроенный на эту частоту приемник начинает принимать передаваемые сигналы тотчас после включения, не требуя подстроек; это способствует удобству эксплуатации и высокой надежности радиосвязи, а также облегчает автоматизацию оборудования.

  Кроме того, частотные диапазоны, используемые для радиосвязи и вещания, переуплотнены сигналами одновременно работающих радиостанций, поэтому если частота передатчика отличается от разрешенного значения, то она может приблизиться к частоте другого передатчика, что вызовет помехи приему его сигналов.

По существующим международным нормам отклонение от номинала частоты передатчика для радиосвязи на гектометровых волнах не должно превышать 0,005 %; для радиовещательных передатчиков отклонение частоты в этом диапазоне не должно превышать 10 Гц.

На декаметровых волнах допустимая нестабильность частоты для передатчиков мощностью более 0,5 кВт равна 15-10″6, что соответствует в диапазоне от 4 до 30 МГц абсолютному отключению частоты от 60 до 450 Гц.

Некоторые системы радиосвязи по своему принципу требуют, чтобы стабильность частоты была значительно лучше, чем предусматривается указанными нормами.Побочными излучениями радиопередатчика называются излучения на частотах, расположенных за пределами полосы, которую занимает передаваемый радиосигнал. К побочным излучениям относятся гармонические излучения передатчика, паразитные излучения и вредные продукты взаимной модуляции.

Гармоническими излучениями (гармониками) передатчика называются излучения на частотах, в целое число раз превышающих частоту передаваемого радиосигнала.

Паразитными излучениями называются возникающие иногда в передатчиках колебания, частоты которых никак не связаны с частотой радиосигнала или с частотами вспомогательных колебаний, используемых в процессе синтеза частот, модуляции и других процессов обработки сигнала.

Известно, что при действии в нелинейной цепи, например двух ЭДС с частотами f, и f2, спектр тока содержит, помимо составляющих с этими частотами и их гармоник, также составляющие с частотами вида mf, ±nf2, где т и п – целые числа.

Это явление и лежит в основе взаимной модуляции; оно обусловлено наличием в передатчике элементов, обладающих нелинейными характеристиками, главным образом транзисторов или электронных ламп.

Интенсивность побочных излучений характеризуется мощностью соответствующих колебаний в антенне передатчика.

Например, по действующим международным нормам радиопередатчики на частотах до 30 МГц должны иметь мощность побочных излучений не менее чем в 10 000 раз (на 40 дБ) ниже мощности основного излучения и не более 50 мВт.

Показатели, определяющие качество передачи вещательного сигнала (электроакустические показатели), в принципе не отличаются от аналогичных параметров электрического канала вещания, что естественно, поскольку передатчик является частью канала – трактом вторичного распределения.

Некоторое отличие заключается лишь в том, что эти показатели нормируются и измеряются относительно уровня сигнала, соответствующего определенному коэффициенту модуляции, сигналом частотой 1000 Гц. Для допустимого отклонения амплитудно-частотной характеристики этот коэффициент равен 50 %.

Коэффициент гармоник определяется при коэффициенте модуляции 50, 90, а также 10 %, что обусловлено наличием в модуляторе передатчика специфических искажений вида двустороннего ограничения, заметных при большом коэффициенте модуляции, вида «центральной отсечки», заметных при малом коэффициенте модуляции.

Защищенность от интегральной помехи и от псофометрического шума измеряется относительно уровня модулирующего сигнала, соответствующего 100 % модуляции. Эксплуатационный персонал часто употребляет термин «уровень шумов», который оценивается в децибелах относительно уровня модулирующего сигнала с частотой 1000 Гц, соответствующего коэффициенту модуляции 100 %.

Числено он равен величине защищенности от интегральной помехи, взятой со знаком «минус».

Особенности усилителей мощности радиопередающих устройств.  Усилители мощности в технике радиопередающих устройств принято называть генераторами с внешним возбуждением. Нагрузкой выходного каскада является контур, настроенный на частоту усиливаемых колебаний. Требования к усилителям мощности в радиопередающих устройствах отличаются двумя характерными особенностями:

• – во-первых, требуется получить большую выходную мощность при минимуме потерь;
• – во-вторых, нет необходимости сохранять форму усиливаемых колебаний, как в усилителях звуковой частоты.

Генератор с внешним возбуждением (ГВВ) представляет собой преобразователь мощности источника постоянного тока Ро в мощность высокой частоты Рк.  Работа ГВВ возможна только при подаче на его вход внешнего сигнала Рвх (от возбудителя).

При этом Рвх < Рк.

Основные показатели работы ГВВ: мощность радиочастоты в нагрузке Рк, КПД генератора ηг = РК/РО, коэффициент усиления по мощности Кр = PJPBX, спектр колебаний в нагрузке внутри и вне занимаемой полосы частот, отсутствие самовозбуждения.

В качестве усилительных приборов в ГВВ используют электронные лампы, биполярные и полевые транзисторы, а в ключевых генераторах – и тиристоры. Электронные лампы широко применяют благодаря их универсальности.

Они работают в широком диапазоне частот и обеспечивают выходную мощность от единиц ватт до нескольких мегаватт, устойчивы к внешним воздействиям (температура, давление, механические нагрузки), имеют срок службы до 5000 ч.

Полупроводниковые приборы применяют в передатчиках малой и средней мощности. Физические процессы, лежащие в основе работы ламп и транзисторов, различны, однако их вольт-амперные характеристики качественно одинаковы, хотя и имеют некоторые различия.

Лампы обладают левыми характеристиками, а характеристики транзисторов сдвинуты вправо, и запирание транзистора происходит при нулевом напряжении на базе.

Генератор внешнего возбуждения может работать как в

• линейном, так и в
• нелинейном режиме.

Линейный режим работы обеспечивается при угле отсечки 6 = 180°. Угол отсечки 9 – это выраженная в угловой мере (градусах, радианах) половина той доли периода, в течение которой существует анодный (коллекторный) ток.

Режим усилителя мощности радиочастоты при 6 = 180° называется колебаниями первого рода (они соответствуют классу А в апериодических усилителях). В режиме колебаний первого рода ГВВ применяют крайне редко из-за невысокого КПД, не превышающего 50 %.

В этом режиме (его называют режимом без отсечки анодного тока) амплитуды входного напряжения и напряжения смещения подобраны так, что работа происходит на линейном участке характеристики лампы (или транзистора) При этом кроме переменной составляющей тока в цепи протекает большой постоянный ток 10, который обусловливает энергетические потери. Полная потребляемая мощность источника Ро определяется этим током и напряжением питания Еа. Полезная мощность связана только с переменной составляющей тока I,.

Нелинейный режим обеспечивается при θ < 180° (колебания второго рода). При этом форму импульсов анодного (коллекторного) тока характеризуют амплитуда Iam (IKm) и угол отсечки θ.

Углом отсечки называется та часть периода в течение которого протекающий ток изменяется от максимального значения до нуля.

Энергетические соотношения в ГВВ рассмотрим на примере транзисторного каскада Основными энергетическими характеристиками являются:

• мощность, потребляемая от источника, Ро;
• полезная мощность, выделяемая в нагрузке Рк,
• мощность источника возбуждения Рс,
• коэффициент полезного действия ηэ (электронный КПД)

Источник: http://audioakustika.ru/node/1059

Способ контроля и прогнозирования технического состояния усилителей мощности транзисторных связных передатчиков с амплитудной модуляцией по ширине полосы частот сигнала несущей частоты

Изобретение относится к контрольно-измерительной технике и может быть использовано для контроля и прогнозирования технического состояния усилителей мощности транзисторных связных передатчиков с амплитудой модуляцией.

Цель изобретения – упрощение контроля и расширение функциональных возможностей за счет определения остаточного ресурса изделия. Устройство, реализующее способ, содержит входную клемму 1, ответвитель 2, анализатор 3 спектра и эквивалент 4 антенны. Контролю подвергают передатчик 5.

Перед началом измерений переводят передатчик 5 в режим отсутствия модуляции сигнала на выходе, а затем измеряют ширину полосы частот сигнала несущей частоты по показаниям анализатора спектра 3.

Далее проводят сравнение полученного значения с паспортным значением данного параметра и по отношению изменения ширины полосы частот сигнала несущей частоты к ее предельному значению определяют остаточный ресурс. 1 ил.

СОЮЗ СОВЕТСНИХ

СОЦИАЛИСТИЧЕСНИХ

РЕСПУБЛИН

1601593 A 1 ()9) (И) (51)5 G 01 R 31/28

ОПИСАНИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ

К А ВТОРСКОМУ СВИДЕТЕЛЬСТВУ

С5

СР

Оч

Ж

С 🙂 ГОСУДАРСТВЕННЫЙ НОМИТЕТ по изоБРетениям и ОтнРытияц

ПРИ ГННТ СССР (2 1) 4446406/24-21 (22) 12.04.88 (46) 23,10.90, Бюл. 11 39 (71) Киевский институт инженеров гражданской авиации им. 60-летия

СССР (72) В.А.Лоссовский, А.M.Ивушкин, В.В.Вахрин и Н.И.Колосов (53) 621.317,799 (088.8) (56) Авторское свидетельство СССР

¹ 657374, кл. G 01 R 31/28, 1977.

Авторское свидетельство СССР

¹- 1026094, кл. G 01 R 31/26, 1983, (54) СПОСОБ КОНТРОЛЯ И ПРОГНОЗИРОВАНИЯ ТЕХНИЧЕСКОГО СОСТОЯНИЯ УСИЛИТЕЛЕЙ

МОЩНОСТИ ТРАНЗИСТОРНЫХ СВЯЗНЫХ ПЕРЕДАТЧИКОВ С АМПЛИТУДНОЙ МОДУЛЯДИЕЙ

ПО ШИРИНЕ ПОЛОСЫ ЧАСТОТ СИГНАЛА НЕСУЩЕЙ ЧАСТОТЫ (57) Изобретение относится к контрольно-измерительной технике и может быть использовано для контроля и прогнозирования технического состояния усилителей мощности транзисторных связных передатчиков с амплитудной модуляцией.

Дель изобретения— упрощение контроля и расширение функциональных возможностей за счет определения остаточного ресурса изделия. Устройство, реализующее способ, содержит входную клемму 1, ответвитель 2, анализатор 3 спектра и эквивалент 4 антенны. Контролю подвергают передатчик 5.

Перед началом измерений переводят передатчик 5 в режим отсутствия модуляции сигнала на выходе, а затем измеряют ширину полосы частот сигнала несущей частоты по показаниям анализатора спектра З.Далее проводят сравнение полученного значения с .

паспортным значением данного параметра и по отношению изменения ширины полосы частот сигнала несущей частоты к ее предельному значению определяют остаточный ресурс. 1 ил.

1601593

Составитель В,Савинов

Техред М.Ходанич

Корректор Х.Осауленко

Редактор О.Юрковецкая!

Заказ 3270 Тираж 564 . Подписное

ВНИИПИ Государственного комитета но изобретениям !н открытиям при ГЕНТ СССР

11 1113 5, Москва, iK — 15, Раушская наб., д . 4 /5

Производственно — нзцнггельс кий комбинат “Пате п “, г.ужгс род, ул. Гагарина, 101

Изобретение относится к контрольно-измерительной технике и мо ет быть использовано для контроля и

Прогнозирования технического состоя- 5 йия усилителей мощности (УМ) транзисторных связных передатчиков с амплитудной модуляцией.

Цель изобретения — упрощение контроля и расширение функциональных 10

Возможностей путем определения оста—

1 точного ресурса изделия. !

На чертеже представлена структурная схема устройства, реализующего с -;пбсоб. 15

Устройство содержит входную клемму 1, ответвитель 2, анализатор 3 с1пектра и эквивалент 4 антенны. На ч|ертеже также показан объект 5 контр1оля (передатчик). 20

Способ осуществляют следующим обазом, Переводят передатчик в режим отсутствия модуляции сигнала на выходе и измеряют ширину полосы частот сиг- 25

Нала несущей частоты по показаниям а!нализатора 3 спектра. Далее прово-! ят сравнение полученного значения

1 о паспортным значением данного пара-! осетра, указанным на контролируемый 30 передатчик, и по отношению измене—

Ния ширины полосы частот сигнала несущей частоты к ее предельному знаЧению определяют остаточный ресурс.

Уширение полосы частот сигнала н1есущей (СН) с наработкой является информативным параметром, коррелированным с деградацией транзисторов

УМ. В УМ передатчиков используют многоэмиттерные высокочастотные транзисторы, причем в процессе эксплуатации старение транзисторов проявляется и ускоряется локальными перегревами их. структуры и микропробоями, приводящими к пробоям коллекторного 45 перехода, т.е. отказу транзистора и УМ.

Процесс деградации длительный, занимая во времени (в среднем) несколько тысяч часов нормального функционирования УМ, сопровождается,как следствие, локальными перегревами и микропробоями, изменениями параметров эмиттерного и коллекторного переходов транзисторов (емкости перехода, его добротности и др.), что приводит к изменению входных и выходных сопротивлений транзисторов и нарушению согласования между каскадами УМ. Рассогласование каскадов в передатчике приводит к уширению полосгы частот сигнала несущей частоты, которое и является информативным параметром о pecypde объекта контроля.

При применении предлагаемого способа не нарушаются ни целостность диагностируемого устройства (передатчиков) по функционированию, ни режим эксплуатации, нет необходимости создавать дополнительные специальные диагностируюшие устройства,технология контроля упрощается, так как состоит лишь из одной операции— измерения ширины СН, т.е. не требуется серии измерений при вариации опорных сигналов для снятия динамической характеристики УМ.

Формула изобретения

Способ контроля и прогнозирования технического состояния усилителей мощности транзисторных связных передатчиков с амплитудной модуляцией по ширине полосы частот сигнала несущей частоты, включающий измерение параметра и сравнение его с эталонным значением, отличающийся тем, что, с целью упрощения контроля и расширения функциональных возможностей путем определения остаточного ресурса изделия, переводят передатчик в режим отсутствия модуляции сигнала на выходе, измеряют ширину полосы частот сигнала несущей частоты, сравнивают ее с эталонным значе— нием для данного передатчика,вычисляют отношение изменения ширины полосы частот сигнала несущей частоты к ее предельному значению и определяют остаточный ресурс,

  

Источник: http://www.FindPatent.ru/patent/160/1601593.html

Общие сведения о трактах усиления радиопередатчиков

Возбудители современных радиопередатчиков являются мало­мощными устройствами.

Это объясняется тем, что при малых уровнях сигналов легче обеспечить требуемую стабильность частоты и высокую степень подавления побочных колебаний.

Мощность возбудителей обычно не превышает 10 — 40 мВт, столь малая мощность не позволяет обеспечивать радиосвязь на тре­буемое расстояние при заданной надежности.

Поэтому сигналы, формируемые в возбудителе, усиливаются в усилительном тракте радиопередатчика, основное назначение которого состоит в обеспечении необходимой мощности в передающей антенне. Вели­чина этой мощности зависит от многих факторов:

—  от требуемой дальности связи,

—  требуемой надежности связи,

—  вида используемого сигнала,

—  типа передающих антенн  и  т.д.

Усилительный тракт радиопередатчика может включать в себя ряд последовательных каскадов или ступеней усиления.

Послед­ний каскад усилительного тракта, развивающий заданную мощ­ность в нагрузке (антенне) называется выходным или оконечным каскадом, а все предшествующие — промежуточным каскадом.

Каждый каскад усилительного тракта является усилителем мощ­ности, поэтому термин «усилитель мощности» может относиться как ко всему усилительному тракту, так и к отдельному его каскаду. Каскад усиления мощности иногда называют генерато­ром с внешним возбуждением.

Несмотря на то, что и промежуточные каскады, и выходной каскад являются усилителями мощности, требования которые к ним предъявляются различны.

Поэтому рассмотрим отдельно принципы построения выходных и промежуточных каскадов. Причем это рассмотрение целесооб­разно начать с выходных каскадов, так как именно они опреде­ляют необходимость применения в данном конкретном передатчи­ке промежуточных усилителей мощности.

ВЫХОДНЫМ или ОКОНЕЧНЫМ называется последний, самый мощный каскад усилительного тракта передатчика, основное назначение которого — в обеспечении в нагрузке (антенне) заданной мощ­ности.

Этот каскад является основным потребителем энергии ис­точников питания, поэтому он должен работать q высоким КПД.

КПД выходного каскада в значительной мере определяет КПД всего радиопередатчика, габариты и массу источника питания.

Таким образом, выходной каскад должен удовлетворять следу­ющим основным требованиям:

—  мощность в антенне на любой частоте диапазона и при ра­боте на различные типы антенн должна быть не менее тре­буемой

—  мощность в антенне должна  обеспечиваться  при  возможно
большем КПД = Ра/Рпер.

—  выходной каскад должен обеспечивать высокую фильтрацию
побочных колебаний и, прежде всего, колебаний на гармо­никах основной частоты.

Помимо указанных основных требований к выходному каскаду предъявляются и другие:

—  высокая надежность и устойчивость работы в заданных ус­ловиях эксплуатации

—  простота схемы

—  минимальное время настройки каскада   и др.

До последнего время выходные каскады передатчиков выпол­нялись в виде ламповых усилителей, однако разработка мощных ВЧ транзисторов создала реальные возможности создания радио­передатчиков на транзисторах (в радиопередатчиках большой мощности возможно частичное использование транзисторов, нап­ример в промежуточных каскадах.)

Применение транзисторов позволяет улучшить эксплуатацион­ные показатели радиопередатчиков, повысить их надежность, уменьшить габариты и массу, обеспечить практически мгновен­ную готовность передатчика к работе, повысить безопасность обслуживающего персонала.

Выходные каскады ламповых усилителей, в которых анод лампы связан с  антенной  многоконтурной  избирательной  системой, принято называть выходным каскадом сложной схемы.

Обычно количество  контуров  в  выходных каскадах сложной схемы не превышает двух.

К основным характеристикам усилителей мощности относятся:

• Коэффициенты   усиления   выражают   усилительные   свойства:

К ним относятся коэффициенты усиления:

1. Напряжения     kU =U2 / U1
2. Тока          kI =I2 / I1
3. Мощности          kP =P2 / P1

Где U1, I1, P1 — напряжение, ток и мощность сигнала на входе усилителя, a U2, I2, Р2 — те же величины на выходе.

kобщ = U2 / U1 = U2 / U2,3 * U2,3 / U1,2 * U1,2 / U1=> kобщ = k1 k2 k3 …

• Диапазон усиливаемых частот (полоса пропускания) — это не­который интервал значений частоты от Fn (нижняя частота) до F (верхняя частота) внутри которого коэффициент усиления изменя­ется в допустимых пределах.
• Выходная мощность. В зависимости от назначения усилителя его выходная мощность может быть от сотых долей до сотен Ватт. Максимальная мощность, которую можно получить на выходе уси­лителя при условии, что величина искажений выходного сигнала не превышает заданных значений, называется номинальной мощно­стью. Эта мощность указывается в техническом паспорте усилите­ля.
• Коэффициент полезного действия (КПД) — отношение полез­ной мощности, отдаваемой усилителем в нагрузку к суммарной мощности, потребляемой от источников питания.

Для транзисторных усилителей КПД, в зависимости от режима работы оконечного каскада, может быть 40-50%. Для ламповых 12-14%.

• Искажения, вносимые усилителем. Качество усилителя опре­деляется степенью искажений, вносимых усилителем при усилении входного сигнала. Под искажением следует понимать изменение формы выходного сигнала по сравнению с формой входного.

Любой усилитель в той или иной степени искажает сигнал, по­данный на его вход. При расчете усилителя определяют параметры и режимы работы усилительных элементов, при которых искажения не будут превышать значений, допустимых техническими условия­ми.

В зависимости от причин, вызывающих изменение формы вы­ходного сигнала искажения могут быть линейными и нелинейными. Линейные обусловлены влиянием реактивных элементов усилителей: емкостей, индуктивностей.

Нелинейные искажения возникают в результате нелинейности характеристик усилительных приборов и характеристик намагничивания сердечников трансформаторов

• Линейные искажения существуют трех видов:

1. Частотные
2. Фазовые
3. Переходные

• Частотные искажения — искажения, обусловленные изменением коэффициента усиления усилителя на разных частотах входного сигнала. В усилителях они возникают за счет наличия реактивных элементов — сосредоточенных и рассредоточенных индуктивностей и емкостей. В усилителях звуковых частот частотные искажения из­меняют тембр звучания.
• Фазочастотные искажения. В реальных условиях на вход уси­лителя поступает сложный сигнал, состоящий из основной частоты и ряда гармонических составляющих. При прохождении такого сиг­нала через каскады усилителя за счет его реактивных элементов (емкостей и индуктивностей) возникает фазовый сдвиг.

Если углы сдвига фаз составляющих сложного сигнала пропор­циональны их частотам, или, время запаздывания для всех частот будет одинаковым, искажений сигнала не будет.

Если эта пропорциональность нарушается, то есть время запаз­дывания различных частотных составляющих сигнала при прохож­дении через усилитель будет различным, то форма сигнала будет искажена. Такие искажения называют фазовыми.

В усилителе звуковых частот фазовые искажения обычно не учи­тываются. В усилителях телевизионных, предназна­ченных для усиления визуально наблюдаемых сигналов, фазовые искажения сильно искажают воспроизводимое изображение.

• Переходные искажения возникают в усилителях импульсных сигналов. Они характеризуются переходными процессами установ­ления токов и напряжений в усилителях, содержащих реактивные элементы.
• Heлинейные искажения — искажения формы выходного сигна­ла, вызванные нелинейностью выходных и входных характеристик усилительных приборов, а также характеристик намагничивания сердечников трансформаторов.
• Динамический диапазон сигнала представляет собой превыше­ние максимального уровня сигнала над его минимальным уровнем.

При преобразовании звука в электрический сигнал динамический диапазон может сохраняться или несколько сжиматься за счет огра­ничения его максимального значения.

Для обеспечения высокого качества воспроизведения динамиче­ский диапазон усилителя должен быть не меньше динамического диапазона сигнала.

Источник: http://vivalaradio.ru/archives/195

Анализ импульсно – модуляционных способов регулирования последовательного резонансного инвертора

В работе проведено сопоставление импульсно-модуляционных способов регулирования выходных параметров последовательного резонансного инвертора, а именно исследована и аналитически описана частотно-широтно-импульсная модуляция. Получены регулировочные и коммутационные характеристики, показаны преимущества применения схем инверторов с неполной глубиной модуляции, что позволяет существенно снизить величину коммутируемого тока.

Введение

В системах индукционного нагрева нагрузкой преобразователя частоты (ПЧ), основа которого — резонансный инвертор, является последовательный резонансный контур, образованный индуктором и компенсирующим его индуктивный характер конденсатором (рис. 1).

Зависимость электрофизических свойств нагреваемой детали, охваченной индуктором, от температуры приводит к изменению приведенного активного сопротивления контура и требует глубокого регулирования выходного напряжения инвертора, которое может быть осуществлено путем модуляции определенных параметров импульсов выходного напряжения. Цель настоящей работы — сравнительное исследование импульсно-модуляционных способов регулирования напряжения последовательного резонансного инвертора и определение регулировочных и коммутационных характеристик.

1. Импульсно-модуляционные способы регулирования

Одним из самых распространенных способов регулирования выходной энергии последовательного резонансного инвертора является частотная модуляция (ЧМ) его выходного напряжения. При этом регулирование основано на увеличении реактивной составляющей импеданса контура по мере удаления частоты от резонансной [1, 2].

Регулирование в диапазоне частот ниже резонансной больше подходит для инверторов, использующих тиристоры, так как коммутация происходит после нуля тока. В этом режиме неизбежно появление сквозного тока через обратный диод и открывающийся тиристор.

При регулировании в частотной области выше резонансной используются транзисторы, которые включаются до достижения током нулевого значения (рис. 2), то есть их обратный диод в момент включения является проводящим, в результате чего транзистор включается при благоприятных условиях и не возникает сквозных токов.

Однако выключение транзисторов сопровождается большими динамическими потерями, что требует демпфирования процесса выключения.

Для определения регулировочной характеристики резонансного инвертора с ЧМ можно без значительных погрешностей произвести расчет по первой гармонике выходного прямоугольного напряжения, которая определяется выражением:

где E — амплитуда прямоугольного напряжения.

Амплитуда первой гармоники выходного тока

где— комплексное сопротивление нагрузки, также равное R/cosφ; φ — угол сдвига между первыми гармониками тока и напряжения, определяемый соотношением:

Используя совместно выражения (2, 3), можно получить регулировочную характеристику выходного тока

Относительно максимального выходного тока характеристика примет вид:

Регулировочные характеристики представлены на рис. 3, где— относительная частота, Q — добротность контура. Видно, что глубокое регулирование выходного тока требует изменения частоты в широком диапазоне, который увеличивается по мере снижения добротности.

Следующий способ регулирования — это широтно-импульсная модуляция (ШИМ) выходного напряжения резонансного инвертора [3].

ШИМ реализуется сдвигом на определенный угол 2α управляющих сигналов транзисторов, образующих вертикальные стойки инвертора.

При этом включение транзисторов одной стойки запаздывает, а выключение другой опережает на один и тот же угол α момент перехода тока через ноль. Диаграммы выходного напряжения и тока инвертора при ШИМ представлены на рис. 4.

Важно, что режимы коммутации транзисторов в стойках инвертора различны. Выключение транзисторов опережающей стойки VT2, VT4 происходит при высоком ненулевом токе (рис.

5), а особенностью включения транзисторов отстающей стойки VT1, VT3 является открытое состояние обратного диода соседнего (выключенного) ключа стойки, что приводит к появлению сквозного тока, обусловленного большим временем восстановления запирающих свойств этого диода.

Поэтому для обеспечения благоприятного включения транзисторов запаздывающей стойки последовательно с ней включают индуктивность, ограничивающую сквозной ток. С учетом указанных обстоятельств ШИМ получила наиболее широкое применение в нерезонансных инверторах напряжения.

При ШИМ амплитуда первой гармоники выходного напряжения зависит от угла коммутации α и определяется выражением:

В описываемом случае фазовый сдвиг первых гармоник тока и напряжения отсутствует, то есть Z = R, поэтому амплитуда первой гармоники тока:

Связывая угол α с относительной длительностью импульса γ соотношением

получаем регулировочную характеристику:

Важным отличием ШИМ от ЧМ является отсутствие зависимости частоты от угла коммутации.

Частотно-широтно-импульсная модуляция (ЧШИМ) — это гибридный вид модуляции ЧМ+ШИМ. ЧШИМ обладает свойствами обеих модуляций. При этом используется алгоритм (рис.

5а), который сохраняет гибкость ШИМ и обеспечивает безопасный режим коммутации транзисторов, то есть отсутствие сквозного тока [4].

При ЧШИМ выключение транзисторов одной стойки инвертора опережает ноль тока на определенный угол, а выходная частота инвертора адаптивно подстраивается таким образом, чтобы начальный ток включения транзисторов был нулевым (рис. 5б).

Особенность регулирования на основе ЧШИМ — это изменение выходного тока как за счет изменения ширины импульса, так и за счет сдвига основных гармоник тока и напряжения, то есть φ ≥ 0, Z ≠ R. При ЧШИМ первая гармоника тока описывается выражением:

Из диаграмм (рис. 5) можно сделать вывод о равенстве углов (φ = α), что позволяет записать:

С учетом (3) зависимость тока от частоты описывается соотношением:

Особенностью всех приведенных способов регулирования является коммутация транзисторами большого тока, что требует установки параллельно транзисторам демпфирующих конденсаторов.

При этом большое значение имеет правильный расчет максимальной величины коммутируемого тока, определяющего фронт напряжения коллектор/эмиттер.

Функция коммутируемого тока для ЧШИМ по первой гармонике при регулировании тока имеет вид:

Характеристики инвертора с ЧШИМ при регулировании на постоянной нагрузке приведены на рис. 6.

Показано, что коммутируемый ток имеет экстремум в точке γ ≈ 0,667 и после γ = 0,5 фактически совпадает с амплитудным значением выходного тока, описываемым регулировочной характеристикой (рис. 6а). Частотная характеристика ЧШИМ имеет меньшие по сравнению с ЧМ частотные подстройки при аналогичной глубине регулирования по току и добротности (рис. 6б).

Интересно сопоставить ЧШИМ с ЧМ по величине коммутируемых токов при аналогичной глубине регулирования, что позволит оценить эффективность способа регулирования. Коммутируемый ток при ЧШИМ относительно глубины регулирования по току можно определить по (13), выразив относительную длительность импульса через выходной ток инвертора с помощью (11):

Коммутируемый ток для инвертора с ЧМ также может быть выражен из регулировочной характеристики

Графически коммутационные характеристики для обоих видов модуляции представлены на рис.

7, из сопоставления которых видно, что на большей части диапазона при аналогичной глубине регулирования по току при ЧМ коммутируемый ток существенно меньше, чем при ЧШИМ.

Однако следует отметить, что при ЧМ неблагоприятному режиму коммутации подвергаются все транзисторы, а при ЧШИМ — только одна регулируемая стойка, что и обуславливает эффективность ЧШИМ.

Следует заметить, что точность полученных аналитических выражений снижается по мере уменьшения добротности контура и при низких значениях γ, что связано с появлением в выходном токе гармоник высшего порядка, не учитываемых в представленной методике. Однако в реальных ситуациях среди нагрузок ПЧ фактически не встречается низкодобротных контуров, что повышает практическую ценность полученных выражений.

В технологии индукционного нагрева по мере роста температуры нагреваемой заготовки существенно (в несколько раз) снижается активная составляющая сопротивления контура, что приводит к резкому увеличению выходной мощности ПЧ.

Поэтому выходную мощность ПЧ ограничивают, вводя обратную связь по току или по мощности. Наиболее сложным и интересным с точки зрения определения коммутационных характеристик является режим стабилизации выходной мощности ПЧ.

Для определения характеристик в этом режиме запишем выражения для среднего значения мощности, выделяемой первой гармоникой тока для инвертора с ЧШИМ:

Используя приведенное условие совместно с регулировочной характеристикой (11), получим связь амплитуды первой гармоники выходного тока с γ в режиме стабилизации мощности:

для коммутируемого тока:

По отношению к амплитуде первой гармоники потребляемого тока, равной

графически характеристики инвертора представлены на рис. 8.

Отсюда следует, что коммутируемый ток на большем участке диапазона регулирования имеет значения, соизмеримые с амплитудным током нагрузки. Существенно снизить величину коммутируемого тока позволяет применение ЧШИМ с неполной глубиной модуляции, хотя это и приведет к соответственному сужению диапазона регулирования.

2. Резонансные инверторы с неполной глубиной модуляции

Преобразователь с неполной глубиной модуляции может быть реализован на основе многоячейковой структуры с несколькими инверторами, регулирование выходного напряжения которой производится на основе многозонной частотно-широтно-импульсной модуляции, исследованной применительно к резонансным преобразователям в работе [5].

Изменение глубины модуляции производится за счет исключения из контура суммирования выходных напряжений инверторных ячеек путем закорачивания первичных обмоток соответствующих трансформаторов транзисторами инвертора.

Такие структуры преобразователя обладают большой выходной мощностью, так как имеют несколько инверторов, что в ряде случаев может быть излишним в связи с требованиями технологического процесса.

Поэтому при сравнительно небольшой выходной мощности рациональна реализация инвертора на основе комбинированной мостовой схемы, которая привлекает разработчиков возможностью получения неполной глубины модуляции выходного напряжения на шести транзисторах за счет объединения двух мостовых инверторов.

Принцип суммирования напряжений реализуется структурой (рис. 9а), в которой вторичные обмотки трансформатора соединены в последовательную цепь [6], а по первичной стороне обе обмотки трансформатора соединены с инверторной стойкой VT2, VT5.

При поочередном замыкании транзисторов по алгоритму VT1, VT5, VT3 — VT4, VT2, VT6 первичные обмотки соединяются параллельно, и выходное напряжение в этом случае максимально.

Регулирование напряжения в этой структуре основано на опережающем размыкании VT3, VT6, в результате чего первичная обмотка трансформатора TV2 оказывается закороченной через VT2, VT5 и обратный диод, при этом выходное напряжение TV2 равно нулю.

Таким образом, регулирование выходного напряжения осуществляется за счет изменения длительности открытого состояния транзисторов VT3, VT6. Диаграммы напряжения и тока нагрузки приведены на рис. 9б. Очевидно, что транзисторы VT3, VT6 выключаются с высокими динамическими потерями, однако они коммутируют ток только регулируемого трансформатора TV2, что снижает динамические потери этого инвертора.

Вариант с суммированием выходных напряжений двух отдельных мостовых инверторов обладает такой же суммарной установленной мощностью транзисторов, так как по транзисторам VT2, VT5 течет суммарный ток двух обмоток трансформатора. Однако преимущество этой схемы инвертора — в меньшем количестве транзисторов и соответственно драйверных устройств с цепями управления.

Для определения характеристик инвертора с неполной глубиной модуляции с помощью векторной диаграммы (рис. 9в) запишем выражение для амплитуды первой гармоники тока в этом режиме:

где Uнерег — напряжение нерегулируемой обмотки трансформатора, а Uрег — напряжение регулируемой обмотки трансформатора. Выражая выходной ток относительно его минимального значения, соответствующего в этом режиме γ = 1, и определяя глубину модуляции (максимальную глубину регулирования) равенством Su = Uрег / (Uрег + Uнерег), получим регулировочную характеристику:

и коммутационную

Обе характеристики представлены на рис. 10. Показано, что при полной глубине ЧШИМ (Su = 1) инвертор имеет характеристику стабилизатора мощности, аналогичную показанной на рис. 8. По мере снижения глубины модуляции характеристика демонстрирует все более стабильный ток, при этом соответственно сужается диапазон регулирования тока.

Следует отметить, что с уменьшением глубины модуляции существенно уменьшается коммутируемый транзисторами ток, причем форма коммутационной характеристики приближается к синусоидальной, а координата экстремума коммутируемого тока стремится к γ = 0,5.

3. Экспериментальная проверка результатов

Справедливость полученных результатов и сделанных выводов подтверждена экспериментальными испытаниями, проведенными на физической модели, реализованной на основе резонансного инвертора с неполной глубиной модуляции. Резонансный инвертор построен по схеме (рис.

1), напряжение одного трансформатора непрерывно регулируется с помощью ЧШИМ.

Для обеспечения включения транзисторов в нуле тока в систему управления введен узел фазовой автоподстройки частоты, реализованный по алгоритму последовательного приближения, что позволяет поддерживать резонансный режим работы преобразователя в диапазоне 7–20 кГц.

Полученные осциллограммы выходного тока и напряжения при добротности резонансного контура Q = 5 представлены на рис. 11. Отмечено изменение частоты от 14 до 12 кГц, связанное со сдвигом основных гармоник выходного тока и напряжения в процессе регулирования.

Заключение

Произведенный в работе сравнительный анализ способов регулирования последовательного резонансного инвертора позволил сделать вывод, что ЧШИМ обладает наиболее благоприятными режимами коммутации транзисторов, потому что их включение происходит при нулевом начальном токе.

Применение ЧШИМ с неполной глубиной модуляции существенно снижает величину коммутируемых токов за счет сужения диапазона регулирования.

Таким образом, правильный расчет глубины модуляции позволяет обеспечить максимально благоприятную траекторию переключения транзисторов при требуемом диапазоне регулирования.

Полученные в работе путем расчета по первой гармонике характеристики обладают приемлемой для инженерной практики точностью и могут быть использованы для расчета устройств индукционного нагрева.

Литература

1. Зиновьев Г. С. Основы силовой электроники: Учеб. пособие. Новосибирск: изд-во НГТУ, 2003.
2. Бондаренко Д. Н., Дзлиев С. В., Патанов Д. А. Коммутационные процессы в транзисторных инверторах для индукционного нагрева // Известия ГЭТУ. 1996. Вып. 497.
3. Pat. 5990465, US, Int. Cl. H05B 6/08.

   Electromagnetic induction-heated fluid energy conversion processing appliance/ Mutsuo Nakaoka, Yasuzo Kawamura, Yoshitaka Uchihori // U.S. Patent Nov. 23, 1999.

4. Nagai S., Nagura H., Nakaoka M. Newloadadaptive variable-frequency high-frequency series-resonant inverter with phase-shifted PWM control strategy for induction-heating power supply.

   Memoirs of the faculty of engineering, Kobe University. No. 39, 1992.

5. Земан С. К., Осипов А. В. Многоячейковые регулируемые резонансные преобразователи частоты с многозонной модуляцией в системах высокочастотного индукционного нагрева // Электротехника. 2006. № 1.
6. Моин В. С. Стабилизированные транзисторные преобразователи.

   М: Энергоатомиздат, 1986.

*  *  *

2007_04_88.pdf

Источник: http://power-e.ru/2007_4_88.php