Практическое применение операционных усилителей. часть вторая.

Практическое применение операционных усилителей. Часть вторая

Итак, в первой части мы рассмотрели схемы включения ОУ в качестве усилителей, в этой части рассмотрим включения ОУ в качестве фильтров.

Фильтр Высоких Частот (ФВЧ, High-Pass – как угодно)Требуется он для отсекания сигнала, частота которого ниже определенного порога, который называется, кстати, частотой среза.

Простейший ФВЧ выглядит так:

Первая схема с неинвертирующим включением ОУ, вторая – с инвертирующим.Это фильтр первого порядка с ослаблением ненужного сигнала – крутизной – 6дБ на октаву. Определить частоту среза можно, рассчитывая реактивное сопротивление конденсатора. Когда оно станет равным сопротивлению резистора, включенного последовательно с конденсатором – это будет самое то.

Формула следующая:

Где F – частота в Герцах, C – емкость в Фарадах, Ec – сопротивление в Омах.
Если крутизна фильтра первого порядка кажется недостаточной, можно справить фильтр второго порядка – с крутизной 12 дБ на октаву как показано на рисунке.

Это – так называемый, фильтр Баттерворта. Назван так, видимо, в честь того чувака, который его придумал.Чтобы посчитать его граничную частоту можно воспользоваться следующими соотношениями:

R1=R2; С1=2С2;

При выборе резисторов надо учесть, что их номиналы должны лежать в пределах 10-100 кОм, поскольку выходное сопротивление фильтра растет вместе с частотой и если номиналы резисторов выходят за вышеуказанные рамки это может сказаться на работе фильтра. Отрицательно, разумеется – иначе зачем предупреждать?

Фильтр Низких Частот (ФНЧ, Low-Pass – как угодно)
Работа этого фильтра прямо противоположна предыдущему – он отрезает сигнал, частота которого выше частоты среза. В принципе, все то же самое, что и в предыдущем случае, только конденсатор включается не последовательно с резистором, а параллельно ему.

Первая схема – неинвертирующее включение, вторая – инвертирующее. Частота среза считается ровно таким же способом, как и в случае ФВЧ.

Ну и схема фильтра второго порядка – того же самого гражданина Баттерворта.

Опять же – считается все точно так же, как было описано выше.

Полосовой Фильтр (Band-Pass)

Полосовой фильтр применяется в тех случаях, когда необходимо выделить некую полосу частот из всего спектра. Например, в спектроанализаторах или вроде того.

Формулы расчета приводить тут не буду – дюже они забористые. Для расчета полосовых фильтром советую воспользоваться замечательной программой – Filter Wiz Pro от Schematica Software. Впрочем, ей так же можно воспользоваться и для расчетов любых других фильтров.

Фильтр-пробка (Notch Filter)
Если вам нужно ослабить (практически до нуля) некую выбранную частоту, то это фильтр как раз для вас.

Формула расчета вот такая:

где R=R3=R4, C=C1=C2;
При построении этого фильтра очень важна точность номиналов компонентов – от этого зависит степень “убивания” выбранной частоты.

Так, при применении резисторов и конденсаторов с допуском 1%, можно получить ослабление частоты до 45дБ, хотя, теоретически, можно добиться и 60дБ.

Например, если вы хотите грохнуть ненавистную всем частоту 50Гц, то берем следующие номиналы: R1=R2=10кОм, R3=R4=68кОм, С1=С2=47нФ.

Фильтр-пробка с двойным Т-мостом.

С помощью этого фильтра можно не только ослаблять выбранную частот, но и регулировать степень её ослабления переменным резистором R4. Формула расчета номиналов такая же, как и в предыдущем случае.

С фильтрами все, в следующей части еще кое-что интересное.

Источник: http://for-the-radio-fan.blogspot.com/2011/07/blog-post_03.html

Операционный усилитель

До сих пор рассматривались усилители, собираемые из отдельных дис­кретных компонентов – транзисторов, диодов, резисторов. При исполь­зовании технологии интегральных схем все эти необходимые дискретные компоненты могут быть сформированы в одной монолитной ИС.

Именно по такой технологии в настоящее время изготавливаются операционные усилители (ОУ). Первоначально они были разработаны для выполнения определенных математических операций (отсюда название), но затем бы­стро нашли применение в самых различных электронных схемах.

Идеальный операционный усилитель — это идеальный усилитель с бесконечно большим коэффициентом усиления, бесконечно широкой по­лосой пропускания и совершенно плоской АЧХ, бесконечным входным со­противлением, нулевым выходным сопротивлением и полным отсутстви­ем дрейфа нуля. На практике операционный усилитель имеет следующие свойства:

1) очень высокий коэффициент усиления (свыше 50000);

2) очень широкую полосу пропускания и плоскую АЧХ;

3) очень высокое входное сопротивление;

4) очень низкое выходное сопротивление;

5) очень слабый дрейф нуля.

Рис. 31.1. Операционный усилитель.

На рис. 31.1 показано условное обозначение операционного усилителя. ОУ имеет два входа: инвертирующий вход (-), сигнал на котором нахо­дится в противофазе с выходным сигналом, и неинвертирующий вход (+), сигнал на котором совпадает по фазе с выходным сигналом.

Применения

Диапазон применений ОУ исключительно широк. Он может использо­ваться в качестве инвертирующего, неинвертирующего, суммирующего и дифференциального усилителей, как повторитель напряжения, интегра­тор и компаратор. Внешние компоненты, подключаемые к ОУ, опреде­ляют его конкретное применение. Ниже рассматриваются некоторые из этих применений.

Инвертирующий усилитель

На рис. 31.2 показано применение ОУ в качестве инвертирующего уси­лителя. Поскольку ОУ обладает очень большим (почти бесконечным) коэффициентом усиления, то сигнал на его выходе вырабатывается при очень малом входном сигнале.

Это означает, что инвертирующий вход ОУ (точку Р) можно считать виртуальной (мнимой) землей, т. е. точкой с практически нулевым потенциалом. Для получения коэффициента усиления ОУ требуемого уровня вводится очень глубокая отрицательная связь через резистор обратной связи Roc.

Коэффициент усиления инвер­тирующего усилителя (рис. 31.2) можно рассчитать по формуле

Отрицательный знак указывает на инвертирование входного сигнала при его усилении.

Читайте также:  Пайка нихрома и алюминия

Рис. 31.2. Инвертирующий усилитель.

Полагая R1 = 1 кОм и Roc = 2,2 кОм, рассчитать коэффициент усиления и выходное напряжение инвертирующего усилителя, если на его вход подано на­пряжение 50 мВ.

Решение

Коэффициент усиления

Выходное напряжение = -2, 2 · 50 мВ = -110 мВ.

Суммирующий усилитель

Суммирующий усилитель (рис. 31.3) вырабатывает выходное напряже­ние, величина которого пропорциональна сумме входных напряжений V1 и V2. Для входного напряжения V1 коэффициент усиления GV= Roc / R1, а для входного напряжения V2GV= Roc / R1.

Например, если Roc = R1 = R2, то коэффициент усиления для обоих входов равен               -5 кОм / 5 к0м = -1.

Пусть V1 = 1 В и V2 = 2 В, тогда вклад в выходное напряжение, связанный с V1, составляет 1 · (-1) = -1 В, а вклад, связанный с V2, составляет 2 · (-1) = -2 В.

Следовательно, полное выходное напряжение равно Vвых = -1 – 2 = -3 В.

На входы суммирующего ОУ, показанного на рис. 31.4, подаются напряжения V1 = 20 мВ и V2 = -10 мВ. Рассчитайте выходное напряжение Vвых.

Рис. 31.3. Суммирующий усилитель.

Рис. 31.4.

Решение

Выходное напряжение для V1= -5/1 · 20 = -100 мВ.

Выходное напряжение для V2  = -5/5 · (-10) = +10мВ.

Следовательно, полное выходное напряжение Vвых = -100 + 10 = -90 мВ.

Повторитель напряжения

В этом случае операционный усилитель охвачен 100%-ной отрицательной обратной связью (рис. 31.5) и имеет результирующий коэффициент уси­ления, равный 1. Заметим, что выходной и входной сигналы повторителя напряжения совпадают по фазе.

Напряжение смещения

При нулевом входном сигнале выходной сигнал идеального ОУ равен ну­лю. На практике это не так: отличный от нуля сигнал (ток или напря­жение) присутствует на выходе ОУ даже при нулевом входном сигнале.

Чтобы добиться нулевого выходного сигнала при нулевом входном, на вход ОУ подается входной ток смещения или напряжение смещения та­кой величины и полярности, чтобы выходной сигнал, соответствующий входному сигналу смещения, компенсировал исходный мешающий выход­ной сигнал.

Входной ток смещения обычно устанавливается с помощью дополни­тельного резистора R2, подключаемого к неинвертирующему входу ОУ, как показано на рис. 31.6.

Рис. 31.5. Повторитель напряже­ния.                                           Рис. 31.6

Оптимальное сопротивление этого резистора определяется по формуле

Обычно, если коэффициент усиления больше четырех, номиналы рези­сторов RR1 выбирают одинаковыми. Введение резистора R2 не изме­няет коэффициент усиления инвертирующего усилителя, он по-прежнему остается равным Roc/R1. Как мы увидим позже, в некоторых ИС преду­сматриваются выводы для установки нулевого напряжения на выходе ОУ.

Неинвертирующий усилитель

В этом случае входной сигнал подается на неинвертирующий вход ОУ, как показано              на рис. 31.7.

Рис. 31.7. Неинвертирующий усилитель.

Интегрирующий усилитель

На рис. 31.8 показано использование ОУ в качестве интегратора. В этом случае функцию элемента обратной связи выполняет конденсатор C1. При подаче перепада напряжения (ступеньки) на вход интегратора вы­ходной сигнал начинает нарастать от нулевого значения с постоянной скоростью и имеет полярность, противоположную полярности входного сигнала (рис. 31.9).

Рис. 31.8. Интегратор.

Скорость изменения выходного напряжения опреде­ляется постоянной времени C1R1 и величиной входного сигнала.

Скорость изменения выходного напряжения =

где V1 входное напряжение. Отрицательный знак указывает на инвер­тирование сигнала.

Пример 2

Пусть C1 = 1 мкФ, R1 = 1 кОм и V1 = 3 В. Рассчитайте скорость изменения выходного напряжения.

Решение

Прежде чем рассчитывать скорость изменения выходного напряжения, полезно найти постоянную времени для данной схемы.

Постоянная времени = C1R1 = 1 · 10-6 · 1 · 103 = 10-3 с = 1 мс.

Скорость изменения выходного напряжения = = -3 В/1 мс = -3 В/мс. Это означает, что выходное напряжение будет изменяться на -3 В за каждую миллисекунду. Предположим, что конденсатор C1 полностью разря­жен перед подачей входного сигнала.

Тогда через 0,5 мс выходное напряжение будет равно -1,5В, через 1 мс — -3 В, через 1,5 мс — -4,5 В и т. д.

Следует отметить, что постоянная времени интегрирующего усилителя C1R1 численно равна длительности временного интервала, в течение которого выходное напря­жение интегратора, «стартующее» с нулевого уровня, нарастает до величины входного напряжения.

Для того чтобы построить график временной зависимости выходного напря­жения, нужны две точки. Удобнее всего использовать точки, указанные на

          Рис. 31.9. Повторитель напряже­ния.                                           Рис. 31.10.

Рис. 31.11.

рис. 31.

10: точку А для момента времени t = 0, когда выходное напряжение Vвых = 0, и точку В для момента времени t = C1R1 (постоянная времени интегра­тора), когда выходное напряжение Vвых = V1 (входное напряжение с обратным знаком). Проводя через точки А и В прямую линию, получаем график измене­ния выходного напряжения. В рассматриваемом примере координаты точки А определяются как (0 В, 0 мс), а точки В как (-3 В, 1 мс).

Форма выходного сигнала при подаче на вход интегратора последова­тельности прямоугольных импульсов показана на рис. 31.11.

Коэффициент усиления переменного сигнала

Если на вход интегрирующего усилителя подать синусоидальный сигнал, на его выходе воспроизводится также синусоидальный сигнал. В этом случае интегратор работает как усилитель с коэффициентом усиления по переменному току, определяемым постоянной времени C1R1 и частотой входного сигнала.

                                                     Реактивное сопротивление конденсатора XC1

Коэффициент усиления = ———————————————————————————,

R1

где реактивное сопротивление конденсатора .   Отсюда

Коэффициент усиления =

Дифференциальный усилитель

Дифференциальный усилитель (рис. 31.12) вырабатывает выходной сиг­нал, пропорциональный разности входных сигналов V1V2. При R1 = R2имеем

Рис. 31.12.

Назначение выводов ОУ 741

На рис. 31.13 показана схема расположения выводов ОУ 741, выпускаемо­го в 8-штырьковом DIP-корпусе (плоском корпусе с двухрядным распо­ложением выводов).

Подстройка нуля на выходе ОУ (балансировка ОУ) обеспечивается подстроечным резистором, включаемым между вывода­ми 1 и 5 (как показано на рис. 31.14). Выводы 2 и 3 — инвертирующий и неинвертирующий входы ОУ соответственно. Выходной сигнал снимает­ся с вывода 6.

Положительное напряжение источника питания (+15 В) подается на вывод 7, а равное по величине отрицательное напряжение (-15 В) — на вывод 4. Вывод 8 не используется.

Читайте также:  Другая жизнь lpt порта (часть 2)

Рис. 31.13. Назначение выводов ОУ 741.

Идеальный ОУ имеет бесконечную полосу пропускания. Однако на прак­тике коэффициент усиления спадает при увеличении частоты.

Для ком­пенсации этого падения и, следовательно, для расширения полосы про­пускания в некоторых ИС операционных усилителей предусмотрены вы­воды для частотной коррекции. В ОУ 748 для этой цели предназначены выводы 1 и 8 (рис. 31.15).

Частотная коррекция осуществляется путем включения конденсатора  C1  между этими выводами, как показано на рис. 31.15(б).

Рис.31.15. ОУ 748: (а) назначение выводов; (б) частотная коррекция и балансировка.

Источник: http://radiolubitel.net/index.php/elektronika/306-operatsionnyj-usilitel

Идеализированные частотно-зависимые однополюсные PSpice макромодели операционных усилителей. Часть 2

Олег Петраков, Москва

Часть 1

Теперь, по аналогии, построим поведенческие частотно-зависимые однополюсные макромодели полностью дифференциальных ОУ. Как устроена макромодель этих ОУ для постоянного тока было описано в журнале РАДИОЛОЦМАН за июнь 2016 (61)  [6]. Пользуясь этим материалом, нарисуем новые схемы макромоделей, с учётом предложенной в статье схемотехники частотно-зависимого усилительного каскада.

Схема для экстракции Pspice макромодели частотно-зависимой однополюсной макромодели полностью дифференциального ОУ без входом смещения VOCM показана на Рисунке 7. Результат экстракции представлен в Листинге 5. Готовая Pspice макромодель этого ОУ для OrCAD v16.6 представлена в Листинге 7. Макромодель получила имя OPAMP_FD1_F1.

Схема для экстракции Pspice макромодели частотно-зависимой однополюсной макромодели полностью дифференциального ОУ с входом смещения VOCM показана на Рисунке 8. Результат экстракции представлен в Листинге 6. Готовая Pspice макромодель этого ОУ для OrCAD v16.6 представлена в Листинге 8. Макромодель получила имя OPAMP_FD2_F1.

Для OrCAD v9.1 макромодели будут немного отличаться, так как число Pi потребуется указать явно, директивой .PARAM (см. приложения к статье).

Рисунок 7. Поведенческая модель частотно-зависимогополностью
дифференциального ОУ без входа смещения
Рисунок 8. Поведенческая модель частотно-зависимого полностью
дифференциального ОУ с входом смещения VOCM.

Листинг 5

* source ORCAD_166 C_C1          0 2  CF1  TC=0,0 R_GAIN1  0 2  GAIN TC=0,0 G_G1          2 0 INP 1 1 E_ABM1    OUTN 0 VALUE {LIMIT(V(2),VNEG,VPOS)} E_ABM2    OUTP 0 VALUE {LIMIT(V(3),VNEG,VPOS)} G_G2          3 0 INN 1 1 R_GAIN2  0 3  GAIN TC=0,0 C_C2          0 3  CF1  TC=0,0 E_E3          1 0 VALUE { V(0,4)*GAIN }

E_E4          4 OUTP OUTN OUTP 0.5

Листинг 6

* source ORCAD_166 C_C1          0 2  CF1  TC=0,0 R_GAIN1  0 2  GAIN TC=0,0 G_G1          2 0 INP 1 1 E_ABM1    OUTN 0 VALUE {LIMIT(V(2),VNEG,VPOS)} E_ABM2    OUTP 0 VALUE {LIMIT(V(3),VNEG,VPOS)} G_G2          3 0 INN 1 1 R_GAIN2  0 3  GAIN TC=0,0 C_C2          0 3  CF1  TC=0,0 E_E3          1 0 VALUE { V(VOCM,4)*GAIN }

E_E4          4 OUTP OUTN OUTP 0.5

Листинг 7

* PSpice Model Editor – Version 16.6 *$ * Device type: Frequency-dependent Fully Differential operational amplifier * Device name: OPAMP_FD1_F1 * Aythor: Petrakov Oleg  pspicelib@narod.ru * Date:   25 August 2016 * * F1   – Freguence single gain * GAIN – Gain with the opened feedback coupling * .

subckt OPAMP_FD1_F1 INP INN OUTP OUTN + PARAMS: GAIN=1e6 F1=1MEG VPOS=15 VNEG=-15 R_GAIN1 0 2  {GAIN} R_GAIN2 0 3  {GAIN} C1      0 2  CF1 1 C2      0 3  CF1 1 G1      2 0 1 INP 1 G2      3 0 INN 1 1 E1      0 OUTN VALUE {LIMIT(V(2),VNEG,VPOS)} E2      OUTP 0 VALUE {LIMIT(V(3),VNEG,VPOS)} E3      1 0 VALUE {V(0,4)*GAIN} E4      4 OUTP OUTN OUTP 0.5 .

model  CF1 CAP C={SQRT(GAIN^2-1)/2/F1/Pi/GAIN} .ends

*$

Листинг 8

* PSpice Model Editor – Version 16.6 *$ * Device type: Frequency-dependent Fully Differential operational amplifier * Device name: OPAMP_FD2_F1 * Aythor: Petrakov Oleg  pspicelib@narod.ru * Date:   25 August 2016 * * F1   – Freguence single gain * GAIN – Gain with the opened feedback coupling * .

subckt OPAMP_FD2_F1 INP INN OUTP OUTN VOCM + PARAMS: GAIN=1e6 F1=1MEG VPOS=15 VNEG=-15 R_GAIN1 0 2  {GAIN} R_GAIN2 0 3  {GAIN} C1      0 2  CF1 1 C2      0 3  CF1 1 G1      2 0 1 INP 1 G2      3 0 INN 1 1 E1      0 OUTN VALUE {LIMIT(V(2),VNEG,VPOS)} E2      OUTP 0 VALUE {LIMIT(V(3),VNEG,VPOS)} E3      1 0 VALUE { V(VOCM,4)*GAIN } E4      4 OUTP OUTN OUTP 0.5 .

model  CF1 CAP C={SQRT(GAIN^2-1)/2/F1/Pi/GAIN} .ends

*$

Тестирование макромоделей ОУ

Проверим, что созданные модели  ведут себя как операционные усилители. На Рисунке 9 изображена  схема инвертирующего усилителя с коэффициентом усиления К = -R2/R1 = -2. Результат моделирования (Рисунок 10) подтверждает этот факт.

Рисунок 9. Инвертирующего усилителя с коэффициентом усиления К=-2.
Рисунок 10. Результат моделирования усилителя (Рисунок 9).

На Рисунке 11 показана основная схема включения полностью дифференциального ОУ [6]. В этой схеме мы будем тестировать модель OPAMP_FD2_F1 с входом смещения VOCM. К входу VOCM подключим источник опорного напряжения Vref = 3 В.

Коэффициент схемы К= -R3/R1 = V(V1:+,V1:-)/ V(OUT-,OUT+) = -2. Результат моделирования (Рисунок 12) подтверждает правильность работы модели OPAMP_FD2_F1 для этого случая.

Модель OPAMP_FD1_F1 читатели могут проверить самостоятельно, так как эти модели одинаковые по идеологии.

Рисунок 11. Основная схема включения полностью дифференциального ОУ
с использованием модели OPAMP_FD2_F1.
Рисунок 12. Результат моделирования основной схемы включения полностью
дифференциального ОУ с использованием модели OPAMP_FD2_F1.

На Рисунке 13 показана схема для измерения усиления  и частоты единичного усиления стандартного ОУ с разомкнутой обратной связью.

На схеме директивой PARAMETERS определены глобальные параметры: G – для усиления, F – для частоты. Парамеры GAIN и F1 модели ОУ выражены через эти глобальные параметры.

Моделировать АЧХ (AC Sweep) будем в режиме Parametric Sweep (Вариация параметров) с вариацией глобальных параметров G и F.

Сначала проверим управляемость параметра GAIN и правильность моделирования параметра F1 = 1 МГц модели стандартного ОУ. Для этого установим вариацию глобального параметра G = 1E4, 1E5, 1E6.

 Результаты моделирования (Рисунок 14) показывают, что для этого теста параметры модели ОУ GAIN и F1 моделируются правильно.

Читайте также:  Модификация физических свойств углеводородного топлива

Так как на входе усилителей стоит источник напряжения с напряжением 1 В, то напряжение на выходе OUT будет численно равно усилению.

Теперь проверим управляемость параметра F1 и правильность моделирования параметра GAIN = 1Е6 модели стандартного ОУ. Для этого установим вариацию глобального параметра F = 1E4, 1E5, 1E6.

 Результаты моделирования (Рисунок 15) показывают, что для этого теста параметры модели ОУ GAIN и F1 моделируются правильно.

Так как на входе усилителей стоит источник напряжения с напряжением 1 В, то напряжение на выходе OUT будет численно равно усилению.

Рисунок 13. Схема для измерения усиления и частоты единичного
усиления стандартного ОУ.
Рисунок 14. Результат моделирования параметра F1 при изменении
параметра G=1E4, 1E5, 1E6.
Рисунок 15. Результат моделирования параметра GAIN при изменении
параметра F=10 кГц, 100 кГц, 1 МГц.

Такие же тесты были проведены для моделей полностью дифференциальных ОУ (см. приложения к статье) и показали аналогичные результаты.

Применение частотно-зависимых моделей ОУ на практике

Приведём практические примеры использования однополюсных частотно-зависимых моделей ОУ. На Рисунке 16 представлена схема активного узкополосного режекторного фильтра, построенного на базе двойного Т-моста. Теоретически фильтр имеет единичный коэффициент передачи во всём диапазоне частот, кроме частоты режекции 1 кГц.

Практически нам достаточно фильтра с единичным усилением в диапазоне 0…20 кГц и частотой режекции 1  кГц. В режиме Parametric Sweep, для этого ОУ с GAIN=1E4, было промоделировано три случая АЧХ фильтра, когда F1 = 20 кГц, 100 кГц, 1 МГц.

По результатам моделирование (Рисунок 17) видно, что для такого фильтра нужен ОУ с характеристиками не хуже, чем GAIN=1E4, F1=1MEG.

Рисунок 16. Схема режекторного фильтра на 1 кГц.
Рисунок 17. Результат моделирования режекторного фильтра
для ОУ с параметрами GAIN=1E4 и F1=20 кГц, 100 кГц, 1 МГц .

На Рисунке 18 представлена схема полностью дифференциального полосового фильтра Баттерворта второго порядка [6]  с центральной частотой 10 кГц и шириной полосы по уровню 3дБ  1 кГц. Его коэффициент усиления на центральной частоте 20 ДБ.

В режиме Parametric Sweep, для GAIN=1E5, было промоделировано три случая АЧХ, когда F1 = 50 кГц, 300 кГц, 10 МГц.

По результатам моделирование (Рисунок 19) видно, что для такого фильтра нужен ОУ с характеристиками не хуже, чем GAIN=1E5, F1=10MEG.

Рисунок 18. Полосовой фильтр Баттерворта второго порядка
с центральной частотой 10 кГц.
Рисунок 19. Результат моделирования АЧХ полосового фильтра Баттерворта с центральной частотой 10 кГц

(Усиление в децибелах)

Заключение

В принципе, читатели могут пойти дальше, добавив в текст макромоделей другие параметры не идеальности ОУ, например: входное сопротивление для дифференциального сигнала, входное сопротивление для синфазного сигнала, выходное сопротивление, напряжение смещения нуля. Эти справочные данные есть и для отечественных ОУ. Таким образом, можно получить более точные модели конкретных ОУ. Во многих случаях достаточно различать хотя бы  ОУ с полевыми и биполярными транзисторами на входе.

Эти макромодели можно подключить к любой программе моделирования электрических схем, поддерживающей PSpice. Существуют также другие программы со Spice-подобными языками моделирования, однако эти макромодели потребует минимальных усилий  для их адаптации.

Подключение библиотек к OrCAD

Для подключения библиотек к OrCAD v16.6 при его стандартной инсталляции необходимо выполнить следующие действия (Для OrCAD v9.1 действия примерно аналогичны):

  1. Разархивировать файл с приложениями к статье в любое место на диске компьютера.
     
  2. Скопировать папку PSPICE166_Articles с библиотеками в каталог c:Cadence.
     
  3. Скопировать текстовый файл nom_user_Articles.lib в папку C:CadenceSPB_16.6 oolspspicelibrary. В этом файле должен содержаться следующий текст,  с указанием путей к библиотечным файлам. * Library of user Oleg Petrakov devices: Analog and Digital  *  *    ———-   ARTIKLES_Potentiometer   ————————————————- .lib  c:CadencePSPICE166_ArticlesPotentiometerVC_POT.lib       .lib  c:CadencePSPICE166_ArticlesPotentiometerVC_POTV.lib   .lib  c:CadencePSPICE166_ArticlesPotentiometerOhmmeter.lib           .lib  c:CadencePSPICE166_ArticlesPotentiometerKR1182PM1.lib    *    ———-   ARTIKLES_Fully Differential operational amplifier  ——————–    .lib  c:CadencePSPICE166_ArticlesOperational_AmplifiersOPAMP_FD1.lib           .lib  c:CadencePSPICE166_ArticlesOperational_AmplifiersOPAMP_FD2.lib .lib  c:CadencePSPICE166_ArticlesOperational_AmplifiersOPAMP_FD1_F1.lib           .lib  c:CadencePSPICE166_ArticlesOperational_AmplifiersOPAMP_FD2_F1.lib .lib  c:CadencePSPICE166_ArticlesOperational_AmplifiersTHS4120.lib *    ——–  ARTICLES Frequency-dependent standard operational amplifiers ——-   .lib  c:CadencePSPICE166_ArticlesOperational_AmplifiersOPAMP_F1.lib        * end of library file 
  4. Отредактировать текстовый файл c:CadenceSPB_16.6 oolspspicelibrary om.lib. В конец файла следует записать следующие строки, чтобы подключить пользовательскую библиотеку nom_user_Articles.lib и сохранить изменённый файл. * User Oleg Petrakov .lib “nom_user_Articles.lib” * end of library file
  5. Запустить проект OrCAD, содержащий новые библиотечные компоненты (см. приложения), и убедиться, что PSpice моделирование происходит. На этом всё!

Литература

  1. Важенин, В. Г. Аналоговые устройства на операционных усилителях: учебное пособие. Екатеринбург: Изд-во Урал. Ун-та, 2014 г.
  2. Картер Брюс. Операционные усилители для всех / Брюс Картер и Рон Манчини; пер. с англ. А. Н. Рабодзея. — М.: Додэка-ХХ1, 2011. — 544 с.: ил. — (Серия «Схемотехника»).
  3. Разевиг В. Д. Система проектирования OrCAD 9.2. СОЛОН. Москва 2001 г.
  4. Архангельский А. Я. PSpice и Design Center. Ч. 1. Схемотехническое моделирование. Модели элементов. Макромоделирование. М.: МИФИ, 1996 г.
  5. Петраков О. М. Создание аналоговых PSPICE-моделей радиоэлементов. М.: ИП РадиоСофт, 2004.— 208 с.: ил.— (Книжная полка радиолюбителя. Вып. 8)
  6. Журнал РАДИОЛОЦМАН, Июнь 2016 (61). Статья «Идеализированная Pspice модель полностью дифференциального операционного усилителя». Петраков О. М.

Источник: https://www.rlocman.ru/review/article.html?di=183139

Ссылка на основную публикацию
Adblock
detector