Нано-модули питания и нано-стабилизаторы напряжения серии SIMPLE SWITCHER компании TI — высокая эффективность при минимальных размерах
12 октября 2011 г. в 09:33, 150
Компания Texas Instruments Incorporated (TI) (NYSE: TXN) представила четыре новые интегральные схемы управления питанием семейства SIMPLE SWITCHER® для компактных преобразователей Point-of-Load промышленного, телекоммуникационного и автомобильного назначения.
Нано-модули питания компании National Semiconductor LMZ10501 с током нагрузки до 1 А и LMZ10500 с током до 650 мА с внутренней катушкой индуктивности на одном кристалле, а также нано-стабилизаторы LMR24220 и LMR24210 с рабочим током 2 А и 1 А соответственно отличаются высокой производительностью и компактными нано-корпусами размером 7,5мм2.
Использование онлайн инструмента разработки WEBENCH® позволяет значительно упростить и ускорить процесс проектирования.
Подробная информация, параметры образцов и отладочной платы приведены на сайте www.ti.com/nano-pr.
В типовых ограниченных в объеме разработках совместное использование новых нано-модулей питания и нано-стабилизаторов компании TI, поддерживающих диапазон входного напряжения от 2,7 В до 5,5 В, позволяет реализовать завершенную схему управления питанием с понижением напряжения от промежуточной шины питания до Point-of-Load преобразователя для систем с жесткими требованиями к размерам конечного устройства. Смотрите демонстрационный ролик: http://bit.ly/NewsNano.
«Применение новых нано-модулей питания SIMPLE SWITCHER компании Texas Instruments позволило значительно уменьшить форм-фактор, сократив размер монтажной площади источника питания наших встраиваемых маршрутизаторов более чем на 50% по сравнению с предыдущими дискретными решениями», — говорит Даг Холлингсворт (Doug Hollingsworth), вице президент департамента разработок компании Gateworks Corp., ведущего поставщика сетевых компьютерных OEM-решений. Сетевая платформа Laguna GW2380 — это миниатюрный, полнофункциональный, встраиваемый маршрутизатор с размерами менее пяти квадратных дюймов и потреблением ниже 3 Вт. Разработанный для компактных, малопотребляющих встраиваемых приложений, GW2380 оснащается новым 1-амперным нано-модулем питания LMZ10501 компании Texas Instruments наряду с 3-амперным модулем LMZ14203, анонсированным ранее в этом году.
Модули питания семейства SIMPLE SWITCHER, которые расширили портфель предлагаемых компанией TI интегрированных решений питания, отвечают стандарту CISPR 22 Class B по уровню излучаемых и индуцируемых в электропроводке электромагнитных помех (EMI) для телекоммуникационного оборудования.
Новые нано-модули также отвечают требованиям стандарта CISPR 25, Class 5 по уровню излучаемых электромагнитных помех для автомобильных приложений.
Для портативных приложений TI предлагает также 600мА TPS82671 в полностью интегрированном корпусе Micro Sip™ с монтажной площадкой 6,7мм2
Основные характеристики и преимущества нано-модулей питания серии SIMPLE SWITCHER
- 1-амперные LMZ10501 и 650-миллиамперные LMZ10500 нано-модули питания компании TI при 95-процентном пиковом значении КПД сочетают эффективность синхронного импульсного стабилизатора с простотой линейного стабилизатора напряжения.
- Наличие интегрированной индуктивности и небольшие размеры модулей исключают сложные проблемы размещения на плате, обычно возникающие в разработках с импульсными стабилизаторами.
- Благодаря фиксированной частоте широтной модуляции 2 МГц и низкому уровню пульсаций выходного напряжения менее 10 мВ от пика к пику, обеспечиваются низкие шумы и миниатюрный размер решения.
- Смотрите демонстрационный ролик: www.ti.com/powerdemo-v.
Основные характеристики и преимущества нано-стабилизаторов напряжения серии SIMPLE SWITCHER
- 2-амперный LMR24220 и 1-амперный LMR24210 нано-стабилизаторы работают в диапазоне входных напряжений от 4,5 В до 42 В, обеспечивая при этом выходное напряжение до 24 В.
- Каждый стабилизатор содержит синхронную схему МОП-транзисторов, обеспечивающую пиковое значение КПД, равное 94,6 процента, и сокращение числа компонентов.
- Архитектура с постоянным временем включения (constant on-time) и режимом эмуляции пульсаций выходного напряжения обеспечивает постоянство рабочей частоты без применения схемы компенсации и сверхбыструю переходную характеристику. Уникальная конфигурация выводов нано-стабилизаторов позволяет отказаться от межслойных переходных отверстий на печатной плате, значительно снижая тем самым ее стоимость и сложность проектирования.
Доступность, корпуса
Нано-модули питания и стабилизаторы напряжения доступны для серийных заказов в офисах продаж TI и у партнеров-дистрибьюторов. Модули питания поставляются в безвыводных корпусах для поверхностного монтажа с 8 контактными площадками размером 2,5 мм х 3,0 мм х 1,2 мм.
Стабилизаторы напряжения доступны в 28-выводных корпусах micro SMD размером 2,45 мм х 3,64 мм х 0,65 мм.
Подробнее о портфеле компонентов питания TI SIMPLE SWITCHER:
- Заказ образцов и оценочных экземпляров новых нано-модулей питания и нано-стабилизаторов напряжения: www.ti.com/nano-pr
- Разработка блока питания с использованием WEBENCH в течение нескольких минут: www.national.com/en/webench/power_architect.html
- Задавайте вопросы и делитесь опытом на форуме по питанию в TI E2E™ Community: www.ti.com/powerforum
Об изделиях серии SIMPLE SWITCHER
Впервые представленная National Semiconductor в начале 1990 года и отмеченная различными наградам линейка изделий SIMPLE SWITCHER компании TI насчитывает сегодня более 385 простых в использовании модулей питания, стабилизаторов и контроллеров напряжения. Работая в диапазоне входных напряжений от 3 В до 75 В, изделия данной серии совместимы по выводам и полностью поддерживаются онлайн инструментами разработки WEBENCH Power Designer, Visualizer и FPGA Power Architect компании Texas Instruments.
Об онлайн инструментах разработки WEBENCH компании Texas Instruments
Библиотека компонентов WEBENCH Designer содержит информацию о более чем 21.000 устройств от 110 производителей. Стоимость и наличие компонентов обновляются ежечасно, обеспечивая точную калькуляцию и планирование производства.
Пользователь может сравнивать различные готовые системные решения и выбирать канал поставок в течение нескольких минут. Начните свой первый совершенно бесплатный проект на странице онлайн среды разработки WEBENCH www.ti.
com/webench, выбрав предпочтительный язык интерфейса в меню в верхней части страницы.
Инновационные полупроводниковые решения от компании Texas Instruments помогают 80 000 клиентов открыть для себя мир безграничных возможностей, которые делают окружающий мир разумнее, безопаснее, экологичнее, здоровее и веселее. Мы всегда прилагаем все возможные усилия для создания лучшего будущего — от ответственного производства полупроводников до заботы о наших сотрудниках и поддержки наших сообществ. И это только начало нашей истории.
Источник: https://www.elec.ru/news/2011/10/12/nano-moduli-pitaniya-i-nano-stabilizatory-napryazh.html
Texas Instruments представляет первый в отрасли 18-вольтовый многоканальный синхронный понижающий преобразователь с интерфейсом PMBus
КПД высокоинтегр ированного DC/DC преобразователя для автомобильных и коммуникационных приложений с ограниченным пространством достигает 95%
Texas Instruments (TI) представила четырехканальный понижающий DC/DC преобразователь с цифровым интерфейсом PMBus/I2C, предназначенный для оборудования с ограниченным пространством, работающего в условиях повышенной температуры окружающей среды без использования принудительного охлаждения, такого, как малые базовые станции, информационно-развлекательные системы и твердотельные устройства. Двух- или четырехканальный конфигурируемый преобразователь TPS65400 с восемью интегрированными мощными MOSFET при наименьшей площади корпуса имеет лучший в отрасли КПД, достигающий 95%.
TPS65400 содержит четыре сильноточных синхронных понижающих регулятора с интегрированными MOSFET.
Каждый импульсный преобразователь, отдавая в нагрузку ток 2 А или 4 А, может эффективно обеспечивать питанием такие цифровые устройства, как процессоры, ПЛИС, специализированные микросхемы, память и цифровые входы/выходы.
Частота переключения преобразователя устанавливается внешним резистором в диапазоне от 275 кГц до 2.2 МГц. Для работы TPS65400 достаточно единственного источника с напряжением от 4.5 В до 18 В. Таким образом, микросхема способна поддерживать промежуточные 5- и 12-вольтовые шины распределения питания.
Основные особенности преимущества TPS65400
- Гибкое управление последовательностью включения и выключения повышает надежность системы.
- Управление параметрами и контроль статуса через PMBus повышают интеллектуальность системы.
- Динамическое масштабирование напряжения оптимизирует характеристики процессора.
- Чередование фаз снижает требования к входной емкости и уменьшает уровень пульсаций.
- Перераспределении токов позволяет увеличить выходной ток и повысить гибкость конструирования.
- Небольшой 48-выводной корпус VQFN размером 7 × 7 × 0.9 мм.
Доступность, корпуса и цены
Преобразователи выпускаются серийно и могут быть приобретены у TI или ее авторизованных дистрибьюторов. TPS65400 предлагаются в 48-выводных корпусах VQFN со сниженным тепловым сопротивлением по цене $3.68 за штуку в партиях из 1000 приборов. За $199 можно заказать оценочный модуль TPS65400EVM-678.
| Оценочный модуль TPS65400EVM. |
Источник: http://www.eham.ru/news/detail/texas-instruments-predstavlyaet-pervyj-v-otrasli-18-voltovyj-mnogokanalnyj-sinhronnyj-ponizhayucshij-preobrazovatel-s-interfejsom-pmbus_6140
Радиосхемы Схемы электрические принципиальные
категория
Источники питания
материалы в категории
Ю. СЕМЕНОВ, г. Ростов-на-Дону
Радио, 2002 год, № 5
Импульсные стабилизаторы напряжения (понижающие, повышающие и инвертирующие) занимают особое место в истории развития силовой электроники. Еще не так давно каждый источник питания с выходной мощностью более 50 Вт имел в своем составе понижающий импульсный стабилизатор.
Сегодня область применения подобных устройств сократилась в связи с удешевлением источников питания с бестрансформаторным входом.
Тем не менее применение импульсных понижающих стабилизаторов в ряде случаев оказывается экономически более выгодным, чем каких-либо других преобразователей постоянного напряжения.
Функциональная схема понижающего импульсного стабилизатора показана на рис. 1, а временные диаграммы, поясняющие его работу в режиме непрерывного тока дросселя L, ≈ на рис. 2.
Во время tвкл электронный коммутатор S замкнут и ток протекает по контуру: плюсовой вывод конденсатора Свх, резистивный датчик тока Rдт, накопительный дроссель L, конденсатор Свых, нагрузка, минусовый вывод конденсатора Свх. На этом этапе ток дросселя lL равен току электронного коммутатора S и практически линейно увеличивается от lLmin до lLmax.
По сигналу рассогласования от узла сравнения либо по сигналу перегрузки от датчика тока или по их сочетанию генератор переводит электронный коммутатор S в разомкнутое состояние.
Поскольку ток через дроссель L мгновенно измениться не может, то под действием ЭДС самоиндукции откроется диод VD и ток lL потечет по контуру: катод диода VD, дроссель L, конденсатор СВыХ, нагрузка, анод диода VD.
Во время tlKл, когда электронный коммутатор S разомкнут, ток дросселя lL совпадает с током диода VD и линейно уменьшается от
lLmax до lL min. За Период Т конденсатор Свых получает и отдает приращение заряда ΔQсвых. соответствующее заштрихованной области на временной диаграмме тока lL [1]. Это приращение и определяет размах напряжения пульсаций ΔUСвых на конденсаторе Свых и на нагрузке.
При замыкании электронного коммутатора диод закрывается. Этот процесс сопровождается резким увеличением тока коммутатора до значения Ismax из-за того, что сопротивление цепи ≈ датчик тока, замкнутый коммутатор, восстанавливающийся диод ≈ очень мало.
Для уменьшения динамических потерь следует применять диоды с малым временем обратного восстановления. Кроме того, диоды понижающих стабилизаторов должны выдерживать большой обратный ток.
С восстановлением закрывающих свойств диода начинается следующий период преобразования.
Если импульсный понижающий стабилизатор работает при малом токе нагрузки, возможен его переход в режим прерывистого тока дросселя. В этом случае ток дросселя к моменту замыкания коммутатора прекращается и его увеличение начинается от нуля.
Режим прерывистого тока нежелателен при токе нагрузки, близком к номинальному, поскольку в этом случае возникают повышенные пульсации выходного напряжения.
Наиболее оптимальна ситуация, когда стабилизатор работает в режиме непрерывного тока дросселя при максимальной нагрузке и в режиме прерывистого тока, когда нагрузка уменьшается до 10…20% от номинальной.
Выходное напряжение регулируют изменением отношения времени замкнутого состояния коммутатора к периоду следования импульсов. При этом, в зависимости от схемотехники, возможны различные варианты реализации способа управления.
В устройствах с релейным регулированием переход от включенного состояния коммутатора к выключенному определяет узел сравнения. Когда выходное напряжение больше заданного, коммутатор выключен, и наоборот.
Если зафиксировать период следования импульсов, то выходное напряжение можно регулировать изменением длительности включенного состояния коммутатора. Иногда используют методы, при которых фиксируют либо время замкнутого, либо время разомкнутого состояния коммутатора.
В любом из способов регулирования необходимо ограничивать ток дросселя на этапе замкнутого состояния коммутатора для защиты от перегрузки по выходу. Для этих целей применяют резистивный датчик или импульсный трансформатор тока.
Расчет импульсного понижающего стабилизатора
Выбор основных элементов импульсного понижающего стабилизатора и расчет их режимов проведем на конкретном примере. Все соотношения, которые при этом используются, получены на основе анализа функциональной схемы и временных диаграмм, а за основу взята методика [1].
Пусть необходимо рассчитать импульсный понижающий стабилизатор со следующими параметрами: UBX=18…32 В, Ulx=12B, Iвых=5А.
1. На основе сравнения исходных параметров и предельных допустимых значений тока и напряжения ряда мощных транзисторов и диодов предварительно выбираем биполярный составной транзистор КТ853Г (электронный коммутатор S) и диод КД2997В (VD) [2, 3].
2. Рассчитаем минимальный и максимальный коэффициенты заполнения:
γmin=tи min /Tmin=(UBыX+Uпр)/(UBX max+Usвкл ≈ URдТ+Uпр)=(12+0,8)/(32-2-0,3+0,8)=0,42;
γmах = tи max /Tmax = (UBыx+Uпp)/(UBx min – Usbкл -URдт+Uпp)=( 12+0,8)/( 18-2-0,3+0,8)=0,78, где Uпp=0,8 В ≈ прямое падение напряжения на диоде VD, полученное из прямой ветви ВАХ для тока, равного IВыХ в наихудшем случае; Usbкл = 2 В ≈ напряжение насыщения транзистора КТ853Г, выполняющего функцию коммутатора S, при коэффициенте передачи тока в режиме насыщения h21э = 250; URдТ = 0,3 В ≈ падение напряжения на датчике тока при номинальном токе нагрузки.
3. Выбираем максимальную и минимальную частоту преобразования.
Этот пункт выполняется, если период следования импульсов не постоянен. Выбираем способ управления с фиксированной длительностью разомкнутого состояния электронного коммутатора. При этом выполняется условие: t=( 1 – γmax)/fmin = ( 1 -γmin)/fmax=const.
Поскольку коммутатор выполнен на транзисторе КТ853Г, который имеет плохие динамические характеристики, то максимальную частоту преобразования выберем сравнительно низкой: fmax=25 кГц. Тогда минимальную частоту преобразования можно определить как
fmin=fmax( 1 – γmax)/( 1 – γmin) =25*103]( 1 – 0,78)/(1-0,42)=9,48 кГц.
4. Вычислим мощность потерь на коммутаторе.
Статические потери определяются действующим значением тока, протекающим через коммутатор. Поскольку форма тока ≈ трапеция, то Is = Iвых где α=lLmax /llx=1,25 ≈ отношение максимального тока дросселя к выходному току. Коэффициент а выбирают в пределах 1,2… 1,6. Статические потери коммутатора PScтaт=lsUSBKn=3,27-2=6,54 Вт.
Динамические потери на коммутаторе Рsдин╥0,5fmax╥UBX max(lsmax╥tф+α╥llx╥tcn),
где Ismax ≈ амплитуда тока коммутатора, обусловленная обратным восстановлением диода VD. Приняв lSmax=2lBыX, получаем
Рsдин=0, 5fmax╥UBX max ╥Iвых( 2tф+ α∙ tcn )=0,5╥ 25╥103╥32╥5(2╥0,78-10-6+1,25-2-10-6)=8,12 Вт, где tф=0,78╥10-6с ≈ длительность фронта импульса тока через коммутатор, tcn=2╥10-6 с ≈ длительность спада.
Общие потери на коммутаторе составляют: Рs=Рscтат+Рsдин=6,54+8,12=14,66 Вт.
Если бы преобладающими на коммутаторе были статические потери, расчет следовало проводить для минимального входного напряжения, когда ток дросселя максимален. В случае, когда трудно прогнозировать преобладающий вид потерь, их определяют как при минимальном, так и при максимальном входном напряжении.
5. Рассчитываем мощность потерь на диоде.
Поскольку форма тока через диод ≈ также трапеция, его действующее значение определим как Статические потери на диоде PvDcTaT=lvD╥Uпр=3,84-0,8=3,07 Вт.
Динамические потери диода обусловлены в основном потерями при обратном восстановлении: РVDдин=0,5fmax╥
lsmaxvUBx max╥toB╥fmax╥lBыx╥Uвх max ╥toв╥25-103 -5-32╥0,2╥10-6=0,8 Вт, где tOB=0,2-1C-6 с ≈ время обратного восстановления диода.
Суммарные потери на диоде составят: PVD=PМDcтaт+PVDдин=3,07+0,8=3,87 Вт.
6. Выбираем теплоотвод.
Основная характеристика теплоотвода ≈ его тепловое сопротивление, которое определяется как отношение между разностью температур окружающей среды и поверхности теплоотвода к рассеиваемой им мощности: Rг=ΔТ/Ррасс.
В нашем случае следует закрепить коммутирующий транзистор и диод на одном теплоотводе через изолирующие прокладки. Чтобы не учитывать тепловое сопротивление прокладок и не усложнять расчет, температуру поверхности выбираем низкой, примерно 70 град. С. Тогда при температуре окружающей среды 40╟СΔТ=70-40=30╟С.
Тепловое сопротивление теплоотвода для нашего случая Rt=ΔT/(Ps+Pvd)=30/(14,66+3,87)=1,62╟С/Вт.
Тепловое сопротивление при естественном охлаждении приводят, как правило, в справочных данных на теплоотвод. Для уменьшения габаритов и массы устройства можно применить принудительное охлаждение с помощью вентилятора.
7. Рассчитаем параметры дросселя.
Вычислим индуктивность дросселя: L= (UBX max – Usbkл-URдт – UBых)γmin /[2Iвыx╥fmax(α-1)]=(32-2-0,3-12)╥0,42/[2╥5╥25╥103 (1,25-1)]=118,94 мкГн.
В качестве материала магнитопровода выбираем прессованный Мо-пермаллой МП 140 [4]. Переменная составляющая магнитного поля в магнитопроводе в нашем случае такова, что потери на гистерезис не являются ограничивающим фактором.
Поэтому максимальную индукцию можно выбрать на линейном участке кривой намагничивания вблизи точки перегиба. Работа на криволинейном участке нежелательна, поскольку при этом магнитная проницаемость материала будет меньше по сравнению с начальной.
Это, в свою очередь, повлечет за собой уменьшение индуктивности по мере увеличения тока дросселя.
Выбираем максимальную индукцию Вmравной 0,5 Тл и вычисляем объем магнитопровода: Vp=μμ0╥L(αIвыx)2/Bm2=140╥4π╥10-7╥118,94╥ 10-6(1,25-5)20,52=3,27 см3, где μ=140 ≈ начальная магнитная проницаемость материала МП140; μ0=4π╥10-7 Гн/м ≈ магнитная постоянная.
По вычисленному объему выбираем магнитопровод. Из-за конструктивных особенностей магнитопровод из пермаллоя МП140 выполняют, как правило, на двух сложенных кольцах. В нашем случае подходят кольца КП24х13х7. Площадь поперечного сечения магнитопровода Sc=20,352 =0,7 см2, а средняя длина магнитной линии λс=5,48 см. Объем выбранного магнитопровода составляет: VC=SC╥ λс=0,7╥5,48=3,86 cm3>Vp.
Рассчитываем число витков: Принимаем число витков равным 23.
Диаметр провода с изоляцией определим исходя из того, что обмотка должна уложиться в один слой, виток к витку по внутренней окружности магнитопровода: dиз=πdKk3/w=π╥13-0,8/23= 1,42 мм, где dK=13 мм ≈ внутренний диаметр магнитопровода; к3=0,8 ≈ коэффициент заполнения окна магнитопровода обмоткой.
Выбираем провод ПЭТВ-2 диаметром 1,32 мм.
Перед тем как наматывать провод, магнитопровод следует изолировать пленкой ПЭТ-Э толщиной 20 мкм и шириной 6…7 мм в один слой.
8. Вычислим емкость выходного конденсатора: CBыx=(UBX max-UsBкл – URдт) ╥γmin/[8╥ΔUCBыx╥L╥fmax2]=(32-2-0,3)╥0,42/ [8╥0,01╥118,94-╥10-6(25╥103)2]=1250 мкФ, где ΔUСвыx=0,01 В ≈ размах пульсаций на выходном конденсаторе.
Приведенная формула не учитывает влияния внутреннего, последовательного сопротивления конденсатора на пульсации.
С учетом этого, а также допуска 20% на емкость оксидных конденсаторов выбираем два конденсатора К50-35 на номинальное напряжение 40 В емкостью 1000 мкФ каждый.
Выбор конденсаторов с завышенным номинальным напряжением связан с тем, что с увеличением этого параметра у конденсаторов уменьшается последовательное сопротивление.
Схема, разработанная в соответствии с полученными в ходе расчета результатами, показана на рис. 3.
Рассмотрим работу стабилизатора подробнее. Во время открытого состояния электронного коммутатора ≈ транзистора VT5 ≈ на резисторе R14 (датчик тока) формируется пилообразное напряжение.
Когда оно достигнет определенного значения, откроется транзистор VT3, который, в свою очередь, откроет транзистор VT2 и разрядит конденсатор СЗ. При этом закроются транзисторы VT1 и VT5, а также откроется коммутирующий диод VD3.
Ранее открытые транзисторы VT3 и VT2 закроются, но транзистор VT1 не откроется, пока напряжение на конденсаторе СЗ не достигнет порогового уровня, соответствующего напряжению его открывания.
Таким образом, будет сформирован временной интервал, в течение которого коммутирующий транзистор VT5 будет закрыт (приблизительно 30 мкс). По окончании этого интервала откроются транзисторы VT1 и VT5 и процесс повторится снова.
Резистор Р. 10 и конденсатор С4 образуют фильтр, подавляющий всплеск напряжения на базе транзистора VT3 из-за обратного восстановления диода VD3.
Для кремниевого транзистора VT3 напряжение база≈эмиттер, при котором он переходит в активный режим, составляет около 0,6 В. В этом случае на датчике тока R14 рассеивается относительно большая мощность. Чтобы уменьшить напряжение на датчике тока, при котором открывается транзистор VT3, на его базу поступает постоянное смещение около 0,2 В по цепи VD2R7R8R10.
На базу транзистора VT4 подается напряжение, пропорциональное напряжению выхода, с делителя, верхнее плечо которого образуют резисторы R15, R12, а нижнее ≈ резистор R13.
Цепь HL1R9 формирует образцовое напряжение, равное сумме прямого падения напряжения на светодиоде и эмиттерном переходе транзистора VT4. В нашем случае образцовое напряжение составляет 2,2 В.
Сигнал рассогласования равен разности между напряжением на базе транзистора VT4 и образцовым.
Выходное напряжение стабилизируется благодаря суммированию усиленного транзистором VT4 сигнала рассогласования с напряжением на базе транзистора VT3. Предположим, что напряжение на выходе увеличилось. Тогда напряжение на базе транзистора VT4 станет больше образцового.
Транзистор VT4 приоткроется и сместит напряжение на базе транзистора VT3 так, что он тоже начнет открываться. Следовательно, транзистор VT3 откроется при меньшем уровне пилообразного напряжения на резисторе R14, что приведет к сокращению интервала времени, при котором коммутирующий транзистор будет открыт.
Выходное напряжение при этом будет снижаться.
Если выходное напряжение уменьшится, процесс регулирования будет аналогичен, но происходит в обратном порядке и приводит к увеличению времени открытого состояния коммутатора.
Поскольку ток резистора R14 непосредственно участвует в формировании времени открытого состояния транзистора VT5, то здесь, кроме обычной обратной связи по выходному напряжению, имеется обратная связь по току.
Это позволяет стабилизировать выходное напряжение без нагрузки и обеспечить быструю реакцию на скачкообразное изменение тока на выходе устройства.
В случае замыкания в нагрузке или перегрузки стабилизатор переходит в режим ограничения тока. Напряжение на выходе начинает уменьшаться при токе 5,5…6 А, а ток замыкания примерно равен 8 А. В этих режимах время открытого состояния коммутирующего транзистора сокращается до минимума, что уменьшает рассеиваемую на нем мощность.
При неправильной работе стабилизатора, вызванной отказом одного из элементов (например, пробоем транзистора VT5), на выходе возрастает напряжение. В этом случае нагрузка может выйти из строя.
Для предотвращения аварийных ситуаций преобразователь снабжен узлом защиты, который состоит из тринистора VS1, стабилитрона VD1, резистора R1 и конденсатора С1. Когда выходное напряжение превысит напряжение стабилизации стабилитрона VD1, через него начинает протекать ток, который включает тринистор VS1.
Его включение приводит к уменьшению практически до нуля выходного напряжения и перегоранию предохранителя FU1.
Устройство предназначено для питания 12-вольтной аудиоаппаратуры, рассчитанной в основном на легковой автотранспорт, от бортовой сети грузовых автомобилей и автобусов напряжением 24 В.
Из-за того, что входное напряжение в этом случае имеет низкий уровень пульсаций, у конденсатора С2 сравнительно небольшая емкость. Она недостаточна при питании стабилизатора непосредственно от сетевого трансформатора с выпрямителем.
В этом случае выпрямитель следует снабдить конденсатором емкостью не менее 2200 мкФ на соответствующее напряжение. Трансформатор должен иметь габаритную мощность 80… 100 Вт.
В стабилизаторе применены оксидные конденсаторы К50-35 (С2, С5, С6). Конденсатор СЗ ≈ пленочный К73-9, К73-17 и т. д. подходящих размеров, С4 ≈ керамический с малой собственной индуктивностью, например, К10-176. Все резисторы, кроме R14, ≈ С2-23 соответствующей мощности. Резистор R14 выполнен из отрезка длиной 60 мм константановой проволоки ПЭК 0,8 с погонным сопротивлением примерно 1 Ом/м.
Чертеж печатной платы, выполненной из односторонне фольгированного стеклотекстолита, показан на рис. 4.
Диод VD3, транзистор VD5 и тринистор VS1 прикреплены к теплоотводу через изолирующую теплопроводящую прокладку с помощью пластиковых втулок. На этом же теплоотводе закреплена и плата.
Внешний вид собранного устройства показан на рис. 5.
ЛИТЕРАТУРА1. Титце У., Шенк К. Полупроводниковая схемотехника: Справочное руководство. Пер. с нем. ≈ М.: Мир, 1982.2. Полупроводниковые приборы. Транзисторы средней и большой мощности: Справочник/ А. А. Зайцев, А. И. Миркин, В. В. Мо-кряков и др. Под ред. А. В. Голомедова. ≈ М.: Радио и связь, 1989.
3. Полупроводниковые приборы. Диоды выпрямительные, стабилитроны, тиристоры: Справочник/ А. Б. Гитцевич, А. А. Зайцев, В. В. Мокряков и др. Под ред. А. В. Голомедова. ≈ М.: Радио и связь, 1988.
Источник: http://radio-uchebnik.ru/shem/9-istochniki-pitaniya/1389-impulsnyj-ponizhayushchij-stabilizator-24v-12v
Загрузка...