Высокодобротный режекторный фильтр на транзисторах

Высокодобротный режекторный фильтр на транзисторах

или что делать, когда нужны схемы дешевле китайских?

В статье рассмотрен простой высокодобротный узкополосный режекторный фильтр на транзисторах, который отлично работает в частотной  полосе до 1 МГц и вполне удовлетворительно до 10 МГц.

Выведены простые расчетные формулы для синтеза фильтра при использовании в качестве исходных величин частоты режекции  и полосы пропускания.

Для расчётов использован математический САПР Maple c пакетом расширений MathSpice [2] и электронный САПР OrCAD [3].

Аналитические задачи в ручную решаются тяжело. Применение MSpice здесь хороший помошник, резко сдвигающий границу сложности решаемых задач. Он делает доступными для радиолюбителей те задачи, которые ранее считались академическими.

Пакет расширений Maple под названием MаthSpice (MSpice) [2] предназначен для аналитического решения электронных цепей и функциональных схем, но может быть использован как инструмент создания Spice-моделей сигналов и электронных приборов для различных симуляторов.

Подробнее  о MSpice можно узнать прочитав стью   “MathSpice – аналитический движок для OrCAD и MicroCAP”,    Журнал СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА, СТА-ПРЕСС,  №5,  №6,  №7,  №9,  №10, №11,  №12  2009 год.

В некоторых устройствах, в которых мы привыкли видеть ОУ, вполне можно обойтись транзисторами. Преимущества использования ОУ для усиления сигналов постоянного тока неоспоримы.

 Но на переменном токе преимущества ОУ не так серьёзны, как у одиночного транзистора.

ОУ с частотой единичного усиления более 10 мГц стоит дорого, в то время, как транзистор с частотой единичного усиления до (100…1000) МГц стоит копейки.

Аналитические расчеты транзисторных устройств несколько  сложнее из-за более сложной схемы замещения идеализированного транзистора, по сравнению с идеализированным ОУ. Однако в настоящее время эту проблему облегчает доступность компьютерных вычислений [1], [2]. Очевидно, что транзистор имеет гораздо меньшее число нулей и полюсов, и предельно большое произведение усиления на полосу.

Современные транзисторы имеют большой коэффициент усиления по постоянному току  h21= 300..1000. Во многих случаях этого достаточно. В качестве узкополосных режекторных фильтров используются резисторно-конденсаторные  двойные Т-образные мостовые фильтры (рис. 1).  Их основное преимущество заключается в возможности глубокого подавления отдельных частотных компонентов.

В частотной области, много ниже частоты единичного усиления большинством паразитных параметров транзисторов  можно пренебрегать. По этому для расчетов использовалась простейшая схема замещения транзистора, показанная на рис. 2.  Она построена на базе источника тока (I1) управляемого напряжением. Её удобно использовать при расчете цепей методом узловых потенциалов. Рис. 1.

Схема узкополосного режекторного фильтра на частоту 6,5 МГц

Составим уравнения Кирхгофа для схемы фильтра и решим её.

>	restart: with(MSpice): Devices:=[Oдинаковые,[BJT,DC1,2]]:ESolve(Q,`BJT-PSpiceFiles/SCHEMATIC1/SCHEMATIC1.net`):

MSpice v8.43:   http://pspicelib.narod.ru

Заданы узлы: {VINP, V12V} Источники: [Vвх, VB1, Jэ]

Решения V_NET: [V2, V5, V6, V1, V3, VOUT, V4]

J_NET: [Je, JVвх, JRэб, JVB1, JR5, JC4, JR4, JR1, JC1, JR6, JR2, JR7, JR3, JC2, JC3, JFт, JJэ, Jk, JT]

Найдем передаточную функцию фильтра. Для упрощения формул учтём, что для фильтра с мостом Вина должны выполняться следующие соотношения:

>	C1:=C: C2:=C: C3:=2*C: R1:=R: R2:=R: R3:=R/2:    VB1:=0: # при линейных моделях ППH:=simplify(VOUT/Vвх);

С такой формулой работать трудно!!! Тогда предположим, что= oo, C4=oo , R5=oo . Конечно, считать, что транзистор имеет бесконечной усиление, несколько грубовато, но для схемы эмитерного повторителя вполне уместно. Это позволяет получить простые формулы для предварительного расчета.

Точные формулы с помощью Maple получить можно, но они будут очень сложными для оценки параметров фильтра (формулы займут несколько страниц). При настройке параметры схемы (добротность) легко скорректировать подбором резистора R6.

Выполнив предельный переход, получим более простое выражение для операторного коэффициента передачи (1), более пригодного для анализа.

>	beta:=x: C4:=x: R5:=x:H:=collect(limit(H,x=infinity),s): 'H'=%, `    (1)`;

Теперь найдём  коэффициент передачи в частотной области, K=K(f), выполнив подстановку s=I*2*Pi*f .
Здесь I – мнимая единица, f – частота [Гц].  

>	K:=simplify(subs(s=I*2*Pi*f,H)): 'K(f)'=%, `    (2)`;

Найдём частоту режекции (3).

>	Fp=I*solve(diff(K,f)=0,f)[2]: print(%,`    (3)`);

Частоту режекции удобно подстраивать выбором резистора R=R1=R2=2*R3.

>	R:=solve(%,R):  print('R'=R,`    (4)`);

Полоса режекции по уровню 3 дБ

>	F_3dB:=solve(evalc(abs(K))=subs(f=0,K)/sqrt(2),f): П:=simplify(F_3dB[4]-F_3dB[2]):print('П'=П,`    (5)`);

Добротность определяется как Q=Fp/П, отсюда

Выразим передаточную функцию  через характерестические параметры фильтра, выполнив подстановки R7=4*Qp*R6-R6, C=1/(2*Pi*R*Fp).
Получается очень удобная формула (7), позволяющая получить требуемую режекторную передаточную функцию по Лапласу, ни чего не зная об устройстве фильтра. Здесь Hp(s) – режекторная операторная передаточная функция, Fp – частота режекции, Qp – добротность режектора.

>	Hp:=simplify(subs(R7=4*Qp*R6-R6,C=1/(2*Pi*R*Fp),H)): 'Hp(s)'=Hp;

Теперь найдём модуль режекторной функции в частотной области (8).

>	abs(Kp(f)) = simplify(expand(AVM(Hp,f)),'symbolic'), `    (8)`:

>	abs(Kp(f)) = Qp*(f^2-Fp^2)/collect(Qp^2*f^4-2*Qp^2*f^2*Fp^2+Qp^2*Fp^4+Fp^2*f^2,f)^(1/2), `    (8)`: abs(Kp(f)) = Qp*(f^2-Fp^2)/(Qp^2*f^4+collect(-2*Qp^2*Fp^2+Fp^2,Fp)*f^2+Qp^2*Fp^4)^(1/2), `    (8)`;Kp:=Qp*(f^2-Fp^2)/collect(Qp^2*f^4-2*Qp^2*f^2*Fp^2+Qp^2*Fp^4+Fp^2*f^2,f)^(1/2):

 Мы получили очень удобную формулу (8) для синтеза режекторной передаточной функции через характеристические параметры фильтра. Уё можно использовать для цифровых прототипов, при программировании фильтров на микроконтроллерах.

Пример расчёта.

Пусть нам требуется фильтр, обеспечивающий режекцию спектра звукового сигнала телевизионного вещания с центральной частотой Fp=6,5 МГц в полосе П=1МГц. Выберем С=51 пФ и, последовательно пользуясь формулами (4) и (6), рассчитаем остальные компоненты.

>	Fp:=6.5e6: П:=1e6: C := 51e-12;

>	Digits:=5: Q:='Fp/П'=Fp/П; Q:=Fp/П:

>	R:='1/(2*Pi*Fp*C)'=evalf(1/(2*Pi*Fp*C)); R:=rhs(%):

Известно, что усилительные свойства транзистора зависят от тока эмиттера. В схеме эмиттерного повторителя величина эмиттерного резистора 1 кОм, обеспечит рабочий ток транзистора 6 мА при напряжении питания 12В,  что достаточно для сохранения высокого усиления транзистора на высоких частотах.

Выберем R6+R7=1 кОм, тогда R6=(R6+R7)/4/Q=1K/4/Q,  а  R7=1K-R6.

>	R6:=1000.0/Q/4: print('R6'=R6); R7:=1000-R6: print('R7'=R7);

Построим график АЧХ модуля частотного коэффициента передачи  нашего режекторного фильтра.
Для этого воспользуемся выражением (8)  для модуля передаточной функции, подставив в него рассчитанные величины номиналов компонентов. Эти же величины, округлённые до целого,  указаны на схеме фильтра (рис. 1).

>	Values(AC,PRN,[]);Digits:=5:

>

Qp:= '1/4/R6*(R6+R7)'=evalf(1/4/R6*(R6+R7)); Qp:=rhs(%): П:='4*R6*Fp/(R7+R6)'=evalf(4*R6*Fp/(R7+R6))*Unit([Hz]); П:=evalf(4*R6*Fp/(R7+R6)): Fp:= '1/(2*Pi*C*R)'=evalf(1/(2*Pi*C*R))*Unit([Hz]); Fp:=evalf(1/(2*Pi*C*R)): K:=simplify(expand(AVM(H,f))): print('abs(Kp(f))'=Kp); Digits:=10:HSF([H],f=1e6..10e6,”3) semi[abs(Kp(f))]$500 режекторного фильтра |Kp(f)| “);

Литература:

1. Петраков О. М. . Аналитические расчёты в электронике. Журнал СХЕМОТЕХНИКА №7, 2006г. 2. Петраков О. М. Цикл статей “MathSpice – аналитический движок для OrCAD и MicroCAP”,    Журнал СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА, СТА-ПРЕСС, №5, №6, №7, №9, №10  2009 год. . 3. Разевиг В. Д. Система проектирования OrCAD 9.2. СОЛОН. Москва 2001г. 4. Ефимов И. П.

Проектирование электронных фильтров: Методические указания по курсовому проектированию для студентов, обучающихся по направлению 5515.    Составитель И. П. Ефимов. Ульяновск 1999 стр. 32, пример-16. 5. Мошиц Г., Хорн П. Проектирование активных фильтров: Пер. с англ. Мир, 1984.- 320 с, ил. 6. Волович Г. И. Аналоговые и цифровые устройства. 2005г. 7. http://pspicelib.

narod.ru  Электронный САПР..

8. http://pspice.narod.ru  Автоматизация аналитических расчётов.

Автор: Олег Петраков. pspicelib@narod.ru

Прикрепленные файлы:

• BJT Filter 6_5MHz.rar (102 Кб)

Источник: http://cxem.net/comp/comp94.php

Пассивные и активные режекторные фильтры. Онлайн расчёт

Источник: http://vpayaem.ru/information10.html

Активные фильтры

Электрическим фильтром называется устройство для передачи электрических сигналов, пропускающее токи в определенной области частот и препятствующее их прохождению вне этой области. В радиотехнике и электронике электрические фильтры подразделяют на пассивные и активные. Схемы пассивных фильтров содержат только пассивные элементы: резисторы, конденсаторы и катушки индуктивности.

В схемы активных фильтров помимо указанных элементов входят такие активные изделия, как транзисторы или интегральные микросхемы. Фильтрующие свойства устройства определяются его амплитудно-частотной характеристикой, которой называется зависимость коэффициента усиления этого устройства от частоты сигнала.

В некоторой области частот, которая называется полосой пропускания или полосой прозрачности, электрические колебания передаются фильтром с входа на выход практически без ослабления. Вне полосы прозрачности расположена полоса затухания или задерживания, в пределах которой частотные составляющие сигнала ослабляются.

Между полосой прозрачности и полосой задерживания находится частота, называемая граничной.

В связи с тем что существует плавный переход между полосой прозрачности и полосой затухания, граничной обычно считается частота, на которой ослабление сигнала оказывается равным -3 дБ – то есть по напряжению в √2 раз меньше, чем в полосе прозрачности.

 Всегда интересно получить крутой переход амплитудно-частотной характеристики между полосой прозрачности и полосой затухания.

В пассивных фильтрах увеличения крутизны такого перехода добиваются усложнением схемы и применением многозвенных систем. Сложные фильтры требуют громоздких расчетов и точной настройки.

Активные фильтры благодаря использованию обратной связи оказываются значительно проще и дешевле.

  Принято подразделять фильтры на четыре категории в зависимости от расположения полосы прозрачности:

•    фильтры нижних частот (0 ≤ f ≤ f0);

•    фильтры верхних частот (f ≥ f0);
•    полосовые фильтры (f01 ≤ f ≤ f02);
•    заграждающие или режекторные фильтры (0 ≤ f ≤ f01 и f ≥ f02).

Здесь f – частота сигналов, проходящих через фильтр; f0 -граничная частота; f01 – нижняя граничная частота; f02 – верхняя граничная частота.

Таким образом, фильтр нижних частот nponycкает составляющие сигнала, частота которых меньше граничной частоты; фильтр верхних частот пропускает составляющие сигнала, частота которых больше граничной частоты; полосовой фильтр пропускает составляющие сигнала, частота которых находится между нижней граничной частотой f01 и верхней граничной частотой f02; наконец режекторный фильтр ослабляет сигналы, частота которых находится между нижней граничной f01 и верхней граничной f02 частотами. Существуют и более сложные фильтры специального назначения, например гребенчатый фильтр, применяемый в цветном телевидении, пропускающий много узких полос и ослабляющий промежутки между ними.

 
 Электрические фильтры находят широкое применение в электротехнике, радиотехнике и электронике.

Так на выходе выпрямителей используется фильтр нижних частот, пропускающий только постоянную составляющую выпрямленного тока и ослабляющий прохождение пульсаций.

В радиоприемниках широко используются полосовые фильтры, которые позволяют выделить из принятых антенной сигналов множества радиостанций только один, полоса частот которого оказывается в полосе прозрачности фильтра.

 Принято еще одно деление всех фильтров на две категории: фильтры, схема которых содержит катушки индуктивности, и фильтры без индуктивностей, RC-фильтры или резисторно-конденсаторные фильтры.

 
 Активные резисторно-конденсаторные фильтры имеют огромное преимущество перед их пассивными аналогами, особенно на частотах ниже 10 кГц. Пассивные фильтры для низких частот должны содержать катушки большой индуктивности и конденсаторы большой емкости. Поэтому они получаются громоздкими, дорогостоящими, а их характеристики оказываются далеко не идеальными.

 
 Большая индуктивность достигается за счет большого числа витков катушки и применения ферромагнитного сердечника.

Это лишает ее свойств чистой индуктивности, так как длинный провод многовитковой катушки обладает заметным сопротивлением, а ферромагнитный сердечник подвержен влиянию температуры на его магнитные свойства.

Необходимость же использования большой емкости вынуждает применять конденсаторы, обладающие плохой стабильностью, например электролитические. Активные фильтры в значительной мере лишены указанных недостатков.

 Схемы дифференциатора и интегратора, построенные с применением операционных усилителей, представляют собой простейшие активные фильтры.

При выборе элементов схемы в определенной зависимости от частоты дифференциатор становится фильтром верхних частот, а интегратор – фильтром нижних частот. Далее будут рассмотрены примеры других более сложных и наиболее универсальных фильтров.

Большое количество других возможных схем активных фильтров вместе с их детальным математическим анализом можно найти в разных учебниках и пособиях.

 
Фильтры нижних частот
Если объединить схему инвертирующего усилителя со схемой интегратора, образуется схема фильтра нижних частот первого порядка, которая показана на рис. 1.

Рис. 1. Схема активного фильтра нижних частот первого порядка

 
Такой фильтр представляет собой инвертирующий усилитель, обладающий постоянным коэффициентом усиления в полосе прозрачности от постоянного тока до граничной частоты f0. Видно, что в пределах полосы прозрачности, пока емкостное сопротивление конденсатора достаточно велико, коэффициент усиления схемы совпадает с коэффициентом усиления инвертирующего усилителя:

Граничная частота этого фильтра определяется элементами цепи обратной связи в соответствии с выражением:

 
Амплитудно-частотная характеристика – зависимость амплитуды сигнала на выходе устройства от частоты при постоянной амплитуде на входе этого устройства – представлена на рис.2.

Рис. 2. Амплитудно-частотная характеристика фильтра нижних частот первого порядка

 
 В полосе затухания выше граничной частоты f0 усиление уменьшается с интенсивностью 20 дБ/декада (или 6 дБ/октава), что означает уменьшение коэффициента усиления по напряжению в 10 раз при увеличении частоты также в 10 раз или уменьшение коэффициента усиления в два раза при каждом удвоении частоты.

 
 Если такой крутизны наклона амплитудно-частотной характеристики в полосе затухания недостаточно, можно использовать фильтр нижних частот второго порядка, схема которого показана на рис.З.

Рис. З. Принципиальная схема активного фильтра нижних частот второго порядка

 Коэффициент усиления фильтра нижних частот второго порядка такой же, как у фильтра первого порядка, в связи с тем что суммарное сопротивление резисторов в цепи инверсного входа, как и ранее, выражается значением R1:

 
Граничная частота при выполнении условия R1C1 = 4R2C2 также выражается прежней формулой:

 
Что касается амплитудно-частотной характеристики этого фильтра, представленной на рис. 4, то она отличается повышенной крутизной наклона, которая составляет 12 дБ/октава.

 Рис. 4. Амплитудно-частотная характеристика фильтра нижних частот второго порядка

 Таким образом, в полосе затухания при увеличении частоты вдвое напряжение сигнала на выходе фильтра уменьшается в четыре раза.

 Фильтры верхних частот
Аналогично построена схема фильтра верхних частот, которая представлена на рис.5. Такой фильтр является инвертирующим усилителем с постоянным коэффициентом усиления в полосе прозрачности от частоты f0 и более. В полосе прозрачности коэффициент усиления схемы такой же, как у инвертирующего усилителя:

 Рис.5. Принципиальная схема активного фильтра верхних частот первого порядка

 Граничная частота f0 на уровне -3 дБ задается входной цепью в соответствии с выражением:

Крутизна наклона амплитудно-частотной характеристики, которая представлена на рис.6, в области граничной частоты составляет 6 дБ/октава.

 Рис.6. Амплитудно-частотная характеристика фильтра верхних частот первого порядка

 Как и в случае фильтров нижних частот, можно собрать активный фильтр верхних частот второго порядка в целях повышенного подавления сигнала в полосе затухания. Принципиальная схема такого фильтра показана на рис.7.

Рис.7. Принципиальная схема активного фильтра верхних частот второго порядка

 Крутизна наклона амплитудно-частотной характеристики фильтра верхних частот второго порядка в области граничной частоты составляет 12 дБ/октава, а сама характеристика показана на рис.8.

 Рис.8. Амплитудно-частотная характеристика фильтра верхних частот второго порядка

 Полосовые фильтры
Если объединить активный фильтр нижних частот с активным фильтром верхних частот, то в результате образуется полосовой фильтр, принципиальная схема которого приведена на рис.9.

Рис. 9. Принципиальная схема активного полосового фильтра

 
Эту схему иногда называют избирательным усилителем с ин-тегродифференцирующей обратной связью. Подобно усилителям, содержащим колебательные контуры, полосовой фильтр также имеет амплитудно-частотную характеристику с выраженным максимумом на определенной частоте.

Называть такую частоту резонансной нельзя, так как резонанс возможен только в контурах, образованных индуктивностью и емкостью. В других случаях частоту такого максимума обычно называют частотой квазирезонанса.

Для рассматриваемого полосового фильтра частота квазирезонанса f0 определяется элементами цепи обратной связи:

 
 Амплитудно-частотная характеристика этого полосового фильтра показана на рис. 10.

Рис.10. Амплитудно-частотная характеристика полосового фильтра

 Максимальный коэффициент усиления на частоте квазирезонанса оказывается равным:

Относительная полоса пропускания на уровне -3 дБ:

Принципиальная схема еще одного полосового фильтра приведена на рис. 11.

Рис. 11. Принципиальная схема полосового фильтра с двойным Т-фильтром

 
 Здесь в цепь отрицательной обратной связи включен двойной Т-фильтр, образованный резисторами R2, R3, R5 и конденсаторами Cl, С2, СЗ.

  Как известно, если выполняются следующие условия:

амплитудно-частотная характеристика двойного Т-фильтра содержит квазирезонанс, частота которого равна

причем на частоте квазирезонанса коэффициент передачи двойного Т-фильтра равен нулю.

Поэтому активный фильтр с двойным Т-фильтром, включенным в цепь отрицательной обратной связи, является полосовым фильтром с максимумом амплитудно-частотной характеристики на частоте квазирезонанса.

Три такие характеристики представлены на рис. 12. Характеристики различаются разными сопротивлениями резистора R4: нижняя соответствует R4 = 100 кОм, средняя – R4 = 1 МОм, верхняя – R4 = ∞.

 Рис. 12. Амплитудно-частотная характеристика активного фильтра с двойным Т-фильтром в цепи отрицательной обратной связи

 Режекторные фильтры
Тот же самый двойной Т-фильтр может быть включен не в цепь отрицательной обратной связи, как это сделано при создании полосового фильтра, а в цепь входного сигнала. При этом образуется активный режекторный фильтр, схема которого приведена на рис, 13.

 Рис.13. Принципиальная схема режекторного фильтра с двойным Т-фильтром

 При выполнении прежних условий

амплитудно-частотная характеристика активного фильтра, имеющего во входной цепи двойной Т-фильтр, содержит квазирезонанс, частота которого по-прежнему определяется фор мулой (8). Но на частоте квазирезонанса коэффициент усиления этого активного фильтра равен нулю. Амплитудно-частотная характеристика активного фильтра с двойным Т-фильтром во входной цепи показана на рис.14.

Рис. 14. Амплитудно-частотная характеристика активного фильтра с двойным Т-фильтром во входной цепи

 
Сложные фильтры
Несколько активных фильтров можно соединять последовательно для получения амплитудно-частотной характеристики с повышенной крутизной наклона. Кроме того, соединенные последовательно секции простых фильтров имеют пониженную чувствительность.

Это означает, что небольшое отклонение величины одного из компонентов схемы (отклонение сопротивления резистора или емкости конденсатора от нормы) будет приводить к меньшему влиянию на окончательную характеристику фильтра, чем в случае аналогичного сложного фильтра, построенного на одном операционном усилителе.

Рис. 15. Принципиальная схема ступенчатого фильтра

На рис. 15 показан ступенчатый фильтр, собранный из трех операционных усилителей.

Популярность таких фильтров резко возросла после появления в продаже интегральных микросхем, содержащих несколько операционных усилителей в одном корпусе.

Достоинствами этого фильтра являются низкая чувствительность к отклонениям величин компонентов и возможность получения трех выходов: верхних частот Uвых1, полосового Uвых2 и нижних частот UвыхЗ.

 Фильтр составлен из суммирующего усилителя DA1 и двух интеграторов DA2, DA3, которые соединены в виде замкнутой петли. Если элементы схемы выбраны согласно условию

то граничная частота оказывается равной

Выходы верхних и нижних частот имеют крутизну наклона амплитудно-частотной характеристики, равную 12 дБ/октава, а полосовой выход имеет треугольную характеристику с максимумом на частоте f0 с добротностью Q, которая определяется резисторами установки усиления микросхемы DA1.

Источник: http://radio-hobby.org/modules/news/article.php?storyid=1162

Режекторный фильтр

Режекторный фильтр в супергетеродинных приемниках для формирования требуемой амплитудно-частотной характеристики в тракте промежуточной частоты обычно используют многоконтурные LC-фильтры или электромеханические фильтры.

При практической работе в эфире в полосу пропускания фильтра основной селекции наряду с основным принимаемым сигналом попадают помехи в виде сигналов несущей частоты AM станции либо сигналов телеграфных станций.

Такие узкополосные помехи вполне можно подавить режекторным фильтром с умножителем добротности контура Q. Принципиальная схема подобного фильтра приведена на рис.

Основу режекторного фильтра составляет регенеративный каскад на полевом транзисторе V2, выполняющий роль умножителя Q контура L2C4C5C6. Глубину обратной связи, а следовательно, и эквивалентную добротность контура устанавливают подстроечным резистором R5. Без такого умножителя Q контур подавлял бы сигналы в широкой полосе частот (из-за конечной собственной добротности).

Режекторный фильтр перестраивается в пределах полосы пропускания ПЧ приемника конденсатором, перемен ной емкости C5.

Для уменьшения влияния фильтра на работу предшествующего ему каскада, а также влияния на фильтр последующих каскадов приемника, на входе и выходе фильтра имеются истоковые повторители на транзисторах V1 и V3.

Фильтр включают между преобразователем и первым каскадом УПЧ или между каскадами УПЧ. выключатель S1 закорачивает режекторный контур, отключая тем самым фильтр.

Данный фильтр был испытан в ламповом трансивере UW3DI. АЧХ тракта ПЧ трансивера с режекторным фильтром приведена на рис.

Подавление помехи составляет 30 дБ, полоса ослабляемых частот по уровню — 6 дБ — 250 Гц, пределы перестройки фильтра — 498…504 кГц. Питают фильтр от источника смещения ламп трансивера через параметрический стабилизатор на стабилитроне V4.

Режекторный фильтр собран на печатной плате (рис. ) размерами 80X50 мм из фольгированного стеклотекстолита толщиной 1,5 мм.

Она рассчитана на установку постоянных резисторов МЛТ, подстроечного резистора R5 — СПЗ-16, конденсаторов КМ-4 (С1—С4, С6—С9) и К50-6 (С10). Конденсатор С5 — подстроечный конденсатор КПВ-140, у которого оставлены одна роторная пластина и две статорные.

Перед установкой конденсатора на плату опорную контактную пружину ротора поворачивают на 120°, отгибают и впаивают в печатную плату. Острый выступ пластины ротора слегка изгибают пинцетом (он будет замыкать конденсатор в крайних положениях, выполняя тем самым роль выключателя S1).

Ротор конденсатора С5 удлиняют с помощью стержня диаметром 6 мм из диэлектрика (капрон, текстолит), который надевают на ось ротора со стороны пластин. На стержень надевают ручку с лимбом.

Контурная катушка L2 (одноконтурный фильтр ПЧ от карманного приемника «Нейва») содержит 96 витков провода ПЭВТЛ 0,09. Она намотана на трехсекционном каркасе, который помещен в чашки из феррита 1000НМЗ диаметром 6,1 мм.

Индуктивность катушки изменяют подстроечником из феррита диаметром 2,3 мм. Катушка помещена в латунный экран.

При указанных на схеме номиналах конденсаторов С4—С6 и промежуточной частоте 500 кГц индуктивность контурной катушки должна быть около 250 мкГ.

Если фильтр будет использован в приемнике с другой промежуточной частотой, то требуемую индуктивность катушки можно рассчитать по формуле: L = 66,6/f2, где L — индуктивность, мкГ; f —промежуточная частота, МГц.

Дроссель L1 намотан проводом ПЭВ-2 0,12 на двух склеенных вместе кольцах типоразмера К7ХХ4Х2 из феррита М600НМ и содержит 120 витков. После намотки дроссель пропитывают эпоксидным клеем. Полевые транзисторы КПЗОЗЕ можно заменить на КПЗОЗГ, КП303Д, КП302Б, КП302В, КП307Б.

Если фильтр будет установлен в приемнике с напряжением питания —9…—15 В, стабилитрон V4 и резистор R11 можно исключить.

В случае, когда с общим проводом приемника соединен минус источника питания, транзисторы КПЗОЗЕ следует заменить на КП103К, КП10ЗЛ. но при этом несколько понизится эффективность фильтра из-за более низкой крутизны характеристики этих транзисторов. Фильтр подключают коротким отрезком коаксиального кабеля.

Налаживают фильтр до установки его в приемник

Подав на фильтр питание, устанавливают ротор конденсатора С5 в среднее положение. Замкнув перемычкой резистор R6, вращением движка подстроечного резистора R5 добиваются самовозбуждения фильтра.

Частоту колебаний контролируют калиброванным приемником или частотомером. Вращая подстроечник катушки L2, устанавливают частоту, соответствующую середине полосы пропускания усилителя ПЧ приемника.

Изменяя положение ротора конденсатора С5, проверяют границы перестройки фильтра.

Сняв перемычку с резистора R6 и подключив фильтр к приемнику, вращением движка резистора R5 добиваются срыва колебаний. К входу усилителя ПЧ приемника подключают генератор ВЧ, настроенный на среднюю частоту полосы пропускания.

Контролируя низкочастотный сигнал на выходе приемника измерителем выхода или осциллографом, вращением ротора конденсатора С5 добиваются подавления сигнала генератора ВЧ. Подстройкой резистора R5 устанавливают максимальное подавление.

Выключив фильтр выключателем S1, подстраивают (если это необходимо) контуры ПЧ приемника.

Источник журнал радио

Источник: http://varikap.ru/rezhektornyj-filtr/

Б. И. Горошков радиоэлектронные устройства справочник

Сохрани ссылку в одной из сетей:

Рис. 5.10

Рис. 5.11

Рис. 5.12

Фильтр низкой частоты с частотой среза 40 Гц. Фильтр низкой частоты шестого порядка (рис. 5.11, а) построен на трех ОУ и име­ет спад АЧХ 36 дБ/октава вне полосы пропускания. Применение элементов с 5%-ным разбросом вызывает отклонение частоты среза на 3%. Подстройка фильтра осуществляется с помощью резисторов Rl. R3 и R5. Форма АЧХ проиллюстрирована на рис. 5.11,6.

Фильтры на микросхеме К284СС2. Фильтр нижних частот (рис. 5.12, а) имеет частоту среза 10 Гц. Крутизна спада АЧХ вне полосы не менее 30 дБ/октава.

Неравномерность частотной харак­теристики в полосе пропускания не более 0,2 дБ. Для схемы рис. Ь.12, б частота среза фильтра равна 15 Гц. Крутизна спада АЧХ не менее 42 дБ/октава.

Неравномерность частотной характери­стики не более 0,5 дБ.

3. УПРАВЛЯЕМЫЕ ФИЛЬТРЫ

Фильтр с положительной обратной связью. Фильтр ниж­них частот (рис. 5.13, а) имеет большие возможности регулировки формы АЧХ. С помощью сопротивления резистора R2 можно уп­равлять полосой пропускания (рис. 5.13,6).

При изменении сопро­тивления резистора R6 сдвигается граничная частота АЧХ и изме­няется коэффициент передачи фильтра на этой частоте (рис. 5.13,6). Влияние сопротивления резистора R3 на АЧХ показано на рис. 5.13, в.

Схема фильтра устойчива и допускает применение эле­ментов с допуском 5%. Коэффициент передачи схемы определяется выражением

Рис. 5.13

Фильтры с регулируемым АЧХ. Фильтр (рис. 5.14, а) с регули­руемой АЧХ меняет коэффициент передачи в области высоких ча­стот. Частоты, для которых коэффициент передачи равен 0,1 и 0,9, определяются выражениями f1= 1/2пC(R2+R1) и f2=1/2пСR1.

Для схемы рис. 5.14,6, которая осуществляет регулировку в области нижних частот, граничные частоты определяются аналогич­ными выражениями. В схемах желательно применение ОУ, у которых на входе включены полевые транзисторы. Применение ОУ типа К153УД1 ограничивает динамический диапазон регулировки фор­мы АЧХ.

Рис. 5.14

Рис. 5.15

Управляемый фильтр. Фильтр нижних частот (рис. 5.15) имеет управляемую частоту среза. Управление осуществляется за счет уменьшения переменной составляющей в цепи ООС, что вызывает увеличение коэффициента усиления ОУ.

При отсутствии управляю­щих напряжений фильтр имеет частоту среза приблизительно 30 Гц. С включением транзистора VT2 от Uупр, равного +5 В, частота среза увеличивается на 40 Гц.

На столько же увеличивается часто­та и при включении транзистора VT3.

4. ФИЛЬТРЫ НА МИКРОСХЕМАХ

Перестраиваемый ФВЧ. Схема активного ФВЧ (рис. 5 16) поз­воляет плавно регулировать частоту среза от 300 Гц до 3 кГц. Перестройка фильтра осуще­ствляется с помощью полевых транзисторов VT1 и VT2, ко­торые работают как перемен­ные резисторы. Частота среза АЧХ определяется из выраже­ния

где R10и R2э — эквивалентные со­противления, образованные па­раллельным соединением ре­зисторов R1 и R2 и сопротив­лений каналов сток — исток полевых транзисторов.

Диапа­зон управляющих напряжений от 2 до 3,6 В. Коэффициент передачи фильтра в полосе пропускания равен 0,96, а коэффициент нелинейных искажений не более 0,7% при входном cm-нале 140 мВ.

Крутизна спада АЧХ не менее 40 дБ на декаду.

Рис. 5.16Рис. 5.17

Двухкаскадный фильтр. Фильтр высоких частот на интеграль­ной микросхеме К284УД2 (рис. 5.17, а) имеет частоту среза 80 Гц. Уходы частоты среза в диапазоне температур от +25 до +80° С составляют 0,2%. Форма АЧХ проиллюстрирована на рис. 5.17,6.

5. ФИЛЬТРЫ НА ТРАНЗИСТОРАХ

Активный ФВЧ с инфранизкой частотой среза. Для получения большого входного сопротивления активного элемента применяется составной каскад, в котором на входе использован полевой тран­зистор, а биполярный осуществляет следящую ООС (рис. 5.18, а).

Входное сопротивление усилителя около 1,8 МОм, что позволило реализовать малогабаритный фильтр с постоянной времени 4 с. Вы­ходное сопротивление равно 100 Ом. Частота среза характеристики 0,25 Гц. На частоте 0,1 Гц затухание сигнала составляет 33 дБ. Амплитуда входного сигнала не менее 3 В.

На графике (рис. 5.18,6) приведена АЧХ фильтра.

Фильтр высоких частот на транзисторах. Активный ФВЧ (рнс. 5.19, а) имеет частоту среза 270 Гц. Вне полосы пропускания фильтра падение коэффициента передачи составляет 15 дБ/октава.

Подавление сигналов с частотой ниже 50 Гц достигает 40 дБ. Для R4=R5 = 5,6 кОм и R6=120 Ом при неизменных емкостях кон­денсаторов частота среза будет составлять 150 Гц. На рис. 5.

19,6 приведена АЧХ фильтра.

Рис. 5.18

Рис. 5.19

Рис. 5.20

Корректирующий фильтр. Фильтр высоких частот (рис. 5.20, а) имеет частоту среза 1 кГц. Подавление сигналов с частотами ниже 1 кГц происходит за счет ООС, которая осуществляется через транзистор VT1. Глубина этой связи тем больше, чем больше амп­литуда сигнала на конденсаторе С2.

Частотную характеристику фильтра можно менять, подключая в эмиттер транзистора VT2 кон­денсатор СЗ. С этим конденсатором возникает подъем характери­стики на частотах выше 5 кГц. При подключении этого конденса­тора в коллектор транзистора VT2 возникает завал на частотах выше 5 кГц. На рис. 5.

20, б приведена АЧХ фильтра для двух зна­чений емкости СЗ.

6. ФИЛЬТРЫ С ПОВТОРИТЕЛЯМИ НАПРЯЖЕНИЯ

Двойной Т-образный мост. Характеристики режекторного фильтра, представляющего двойной Т-образный мост (рис. 5.21, а), определяются выражениями коэффициент передачи

фазовая характеристика

где fо=1/2пRС и e=l/Q. На рис. 5.21,6 и в соответственно пред­ставлены АЧХ и ФЧХ для ряда значений Q.

Пассивный фильтр. Для расчета параметров схемы (рис. 5.22) принимается С1 — С и R3 = R, где 2пf0 = I/RC — средняя частота.

Рис. 5.21

Номиналы других элементов определяются следующим образом: R1 = KR, R2 = 6R, С2 = С/к, C3 = C/b. Условие нулевого затухания на средней частоте fо имеет вид b = к/(к — 1), в то время как усло­вием получения максимума передаточной функции (коэффициент усиления больше 1)

На средней частоте сигнал на входе фильтра находится в фазе с входным сигналом. Максимальный ко­эффициент усиления имеет место, когда к приближается к бесконечности, а b= 1,207. На практике можно принять k=100, тогда коэффициент усиления будет равен 1,2.

Комбинированный двойной Т-образ­ный фильтр. С помощью фильтров (рис. 5.23, а, б) можно регулировать затуха­ние на центральной частоте. Схемы фильтров имеют два входа.

Сигнал для входа mUBX получается с помощью усилителя, схема которого приведена на рис. 5.23, в. При изменении положения движка потенциометра т изменяется от +1 до — 1.

Усилитель имеет низкое выходное сопротивление и не вли­яет на точность установки центральной частоты фильтра при изме­нении сопротивления резистора R/2.

Рис. 5.22 Рис. 5.23

Для первого фильтра коэффициент передачи будет определять­ся выражением

где x = w/w0, w0=1/RС.

При x=1, К=т. Для второго фильтра

При х=1 K = m/2.

Рис. 5.24 Рис. 5.25

Полосовой фильтр. Фильтр (рис. 5.24, а) содержит два звена ФВЧ и два звена ФНЧ. Для устранения связи между RC в схему введен ОУ, включенный по схеме повторителя. Для увеличения ча­стотной селекции входного сигнала можно последовательно вклю­чить несколько каскадов. Схема включения ОУ приведена в гл. 1. На рис. 5.24, б приведены АЧХ звеньев для ряда значений эле­ментов.

Режекторный фильтр с ОС. Наличие ОС в двойном Т-об­разном фильтре (рис. 5.25) поз­воляет увеличить его доброт­ность- с 0,25 до 30. Централь­ная частота фильтра 50 Гц. На частоте 52 Гц затухание составляет 1- дБ.

Если приме­нить регулируемую ОС, введя в цепь эмиттера транзистора VT2 потенциометр, то можно изменять полосу затухания фильтра.

В фильтре можно применить интегральную мик­росхему К198НТ4А, которая представляет собой сборку из трех транзисторов.

Комбинированный режекторный фильтр. Двойной Т-образный мост (рис. 5.26, а) имеет частоту режекции 1,5 кГц. При использо­вании в схеме элементов с допуском 5% не удается получить до­статочного подавления сигнала на режекторной частоте.

Чтобы увеличить подавление, необходимо подбирать сопротивление рези­стора R6. Ослабление сигнала на режекторной частоте при этом может достигать 103 раз. Частоту режекцин фильтра можно изме­нять подбором сопротивления резистора R2.

Изменение частотной характеристики в зависимости от сопротивлений резисторов R1 и R2 показано на рис. 5.26,6.

Рис. 5.26

7. ФИЛЬТРЫ НА УСИЛИТЕЛЯХ

Фильтр с ООС. В схеме фильтра двойной Т-образный мост включен в цепь ОС (рис. 527). На квазирезонансной частоте 500 Гц полоса пропускания равна 30 Гц. Для перестройки фильтра на дру­гие частоты необходимо изменить номиналы конденсаторов.

Кон­денсаторы рассчитываются по формуле С1 — С2 (пФ)=2500/f (кГц), СЗ — 2С1. Точная установка на среднюю частоту осуществляется изменением сопротивления резистора R3.

Каскад устойчиво работает при использовании источника сигнала с малым внутренним со­противлением.

Рис. 5.27 Рис. 5.28

Рис. 5.29

Мостовой фильтр. Активный полосовой фильтр (рис. 5.28) имеет центральную частоту 70 Гц и полосу пропускания 10 Гц. Коэффи­циент передачи равен 7. При изменении емкостей конденсаторов можно менять центральную частоту. Добротность фильтра на часто­тах до 20 Гц меньше 5.

Фильтр с мостом Вина. Активный фильтр (рис. 5.29, а) позво­ляет ослабить более чем на 60 дБ сигнал, частота которого совпа­дает с частотой настройки моста Вина. Максимальное ослабление достигается при подстройке рези­стора R3.

Частоту настройки фильтра можно менять, если вме­сто постоянных резисторов R6 и R7 применить сдвоенный потен­циометр, при этом частота ре­жекции f0=1/2пRбС2=1/2пR7С3. Фильтр работает в диапазоне ча­стот от единиц герц до сотен ки­логерц.

Добротность фильтра остается неизменной для любых номиналов резисторов и конденса­торов во всем частотном диапа­зоне. Усилительный каскад в схе­ме фильтров должен обеспечить коэффициент усиления базового сигнала на коллекторе около 2.

По­этому сопротивления резисторов R3 и R4 должны быть в два раза больше сопротивления резистора R5. Точность в настройке фильтра приводит к появлению на выходе сигнала с двойной частотой. На рис. 5.29, б приведен вид АЧХ фильтра.

Рис. 5.30 Рис. 5.31

Усилитель с частотно-зависимой ОС. Усилитель построен по схеме RС-генератора с фазосдвигающей цепочкой (рис. 5.30). Схема не возбуждается, поскольку коэффициент передачи транзистора искусственно снижен.

Регулировка коэффициента усиления схемы с помощью резистора R6 позволяет изменять добротность фильтра. Для приведенных на схеме элементов она должна быть больше 20.

В фазосдвигающей цепочке с помощью резистора R2 можно регу­лировать резонансную частоту в пределах от 800 Гц до 1 кГц.

Полосовой фильтр. Фильтр построен на ОУ, в цепь ООС кото­рого включен двойной Т-образный мост (рис. 5.31, о). Резонансная частота моста определяется выражением fo==l/2пR2C2.

Максимум усиления фильтра на резонансной частоте зависит от коэффициента усиления ОУ и точности настройки моста. При точности номиналов элементов 0.1% коэффициент передачи фильтра превышает 50 дБ. На рис. 5.

31,6 показана АЧХ фильтра.

8. ПОЛОСОВЫЕ ФИЛЬТРЫ

Заграждающий фильтр. Фильтр построен на двойном Т-об­разном мосте, включенном в цепь ОС ОУ (рис. 5.32, а). Централь­ная частота фильтра определяется выражением f=l/2nRC при С1 = С2=С, СЗ=2С, R1=R2=R, R3=R/2.

Желательно иметь следующую точность номиналов элементов: для R — 0,1%, а для С — 1%. Полоса пропускания и амплитуда сигнала регулируются резистором R4. В гл. 1 приведена схема включения ОУ. На рис. 5.

32,6 проиллюстрирована возможность изменять пределы регулирования АЧХ фильтра.

Узкополосный селективный фильтр. Селективный фильтр (рис. 5.33, а) имеет центральную частоту, определяемую выраже­нием

Рис. 5.32

Рис. 5.33

Коэффициент передачи фильтра на резонансной частоте K=R1C1/Rs(C1+C2). Добротность фильтра определяется из выра­жения

Настройка фильтра достаточно трудоемка. Регулировка доб­ротности осуществляется с помощью резистора R2. Центральная частйта устанавливается одновременной регулировкой R2 и R3, при сохранении их отношения. При выполнении последнего условия ре­гулировка мало влияет на добротность фильтра. На рис. 5.33,6 приведен примерный вид АЧХ фильтра.

Фильтр с регулируемой цент­ральной частотой. Избирательный $ильтр построен на ОУ, в цепи С которого включена RС-цепь (рис. 5.34). С помощью резисто­ра R6 может меняться централь­ная частота фильтра в пределах от 0,5 до 2,5 кГц. Добротность фильтра можно регулировать ре­зистором R3. Она меняется в пре­делах от 10 до 100.

Следует учесть, что применение в схеме резистора R2 с номиналом более 30 кОм нарушает устойчивость схемы. При перестройке центральной частоты фильтра добротность и коэффициент передачи не меняются. Пропорциональное изменение емкостей конденсаторов С1 — СЗ позволяет изменить частоту на­стройки фильтра в широких пределах от 10 Гц до 100 кГц.

В ОУ корректирующий конденсатор емкостью 100 пФ включен между вы­водами 1 и 12.

Рис. 5.34 Рис. 5.35

Обратный Т-образный мост. При выборе номиналов элементов активного фильтра с двойным Т-образным мостом (рис. 5.35,6) можно руководствоваться описанием элементов эквивалентной схе­мы фильтра на рис. 5.35, а. Комплексные сопротивления плеч моста могут быть записаны Z1=2R+jwRC' и 22= 1/R'w2C2 — j2/wC, где w = 2пf — резонансная частота.

В первом случае половина моста эквивалентна индуктивности L9 = RC' при Rb = 2R, а во втором — емкости Сэ = С/2 при Rc = — 1/R'w2С2. Добротность фильтра опре­деляется выражением Q = wL3/RL — |Rc|. Если Rcбудет больше RL, фильтр превращается в генератор. Изображенный на рис. 5.

35,6 фильтр имеет резонансную частоту 1 кГц, добротность 9.

Рис. 5.36

Рис. 5.37

Управляемый полосовой фильтр. Фильтр (рис. 5.36, а) поз­воляет получить на центральной частоте коэффициент передачи, близкий к нулю. Резистором R4 устанавливается нулевой фазовый сдвиг на центральной частоте.

Центральная частота определяется по формуле f0 = З-2/2пRС при R2=R3=R и С1 = С2 = СЗ=С, R4 = R/12. Сопротивление нагрузки фильтра должно быть значи­тельно больше сопротивления резистора R2 (R3).

При этом уменьшается падение напряжения на резисторах R2 (R3) и возникает не­которая асимметрия АЧХ. Для центральной частоты f0 = 55 кГц R2 = R3=10 кОм, С1 = С2 = СЗ = 5 НФ, R4 = 820 Ом. На рис. 5.

36, б показана форма передаточной характеристики фильтра. Октавный фильтр. Основные параметры фильтра на ОУ (рис. 5.37, а) определяются по формулам

где fо — централь­ная частота. Сопротивление резистора $3 должно учитывать внут­реннее сопротивление источника сигнала. Оно не должно быть больше 10 кОм. На рис. 5.35,6 приведен вид ряда АЧХ звеньев фильтра.

9. ПЕРЕСТРАИВАЕМЫЕ ФИЛЬТРЫ

Перестраиваемый фильтр. Узкополосный фильтр (рис. 5.38) построен на базе моста Вина. С помощью резистора R3 можно из­менять добротность вплоть до 2000. Для предотвращения автогене­рации схемы необходимо выполнять условие [(l+R4)/(R3+Ri)]

Источник: https://refdb.ru/look/2495984-p12.html

• Главная
• Другое

Высокодобротный режекторный фильтр на транзисторахСсылка на основную публикацию Adblock
detector