Каскадный широкополосный усилитель мощности

Каскадный широкополосный усилитель мощности

А. ВЕНГЕР, В. ЯЩЕНКО (UB5LBZ) г. Харьков

При создании транзисторных KB передатчиков радиолюбители сталкиваются с трудностями конструирования диапазонных усилителей мощности. Если применить обычные резонансные усилители, для получения выходной мощности 1—1.

5 Вт (при входной 0,3—0,6 мВт) потребуется несколько каскадов, которые необходимо коммутировать.

Использование каскодных широкополосных усилителей с дроссельной нагрузкой на многоэмиттерных транзисторах позволяет значительно упростить схему усилителя и дает возможность получить высокий коэффициент усиления.

На рис. 1 изображена схема такого усилителя. Он имеет коэффициент усиления по мощности до 16 дБ в диапазоне частот от 3 до 35 МГц при неравномерности не более 2,5 дБ. Выходная мощность определялась измерителем мощности МЗ-ЗА, имеющим входное сопротивление 75 Ом.

>Усилитель работает в режиме класса А. Начальный ток (80—90 мА) устанавливают подбором резисторов R2. R3.

В точке соединения коллектора транзистора VI с эмиттером транзистора V2 напряжение должно составлять от половины до двух третей напряжения питания Uк. Термостабилизация осуществляется с помощью цепочки R4, С5.

Если усилитель будет эксплуатироваться при постоянной температуре (работа в помещении), то ее применение не обязательно. При отсутствии цепочки выходная мощность несколько возрастает.

Усилитель может работать также в классе АВ, для чего начальный ток подбором резисторов R2, R3 уменьшают до 20—30 мА, однако коэффициент усиления по мощности при этом падает.

Следует также отметить, что дан-ный усилитель может работать на час-тотах до 300 МГц, однако уже на 250 МГц его коэффициент усиления падает до 10 дБ.

В усилителе применялся фабричный дроссель L1 типа Д-0,12 индуктивностью 43 мкГ. однако его можно заменить самодельным. В случае использования на высоких частотах (выше 100 МГц) дроссель можно намотать на резисторах МЛТ-0,5 сопротивлением больше 1 кОм проводом ПЭВ-2 0,2 виток к витку до заполнения.

Лучшие результаты могут быть получены при использовании в качестве нагрузки трансформаторов с коротко-замкнутым объемным витком. Схема включения трансформаторов приведена на рис.

2, чертеж трансформаторов — на рис. 3. Связь между их магнитными потоками осуществляется короткозамкнутым объемным витком. выполненным в виде стержня, припаянного к крышкам латунного цилиндра.

Каждая из обмоток намотана на

сердечнике типоразмера К10х6х3 из феррита марки 1000НМ-9. Обмотка трансформатора Т1 содержит 12 витков провода ПЭВ-2 0,31, трансформа тора Т2 — 5—7 витков провода ПЭВ-2 0,64. Корпус трансформатора соединяют с общим проводом.

Зависимость выходной мощности от входной для второго усилителя показана на рис. 4, а зависимость максимальной выходной мощности от величины коллекторного напряжения при неизменной входной мощности — на рис.5.

Хорошие результаты были получены

при усилении однополосного сигнала. Следует отметить, что при применении более мощных транзисторов, например КТ904, усилитель при выходной мощности (Рвых>2 Вт) склонен к самовозбуждению, однако при снижении коэффициента усиления работает вполне устойчиво.

РАДИО 3/78, c.24

Источник: http://www.RadioMaster.net/load/6-3/

Широкополосные усилители особенности широкополосных усилителей использование перестраиваемых контуров

Широкополосные усилители особенности широкополосных усилителей использование перестраиваемых контуров требует большого времени перехода с одной частоты на другую, снижает надежность, усложняет эксплуатацию.

Устранить эти недостатки позволяют широкополосные усилители (ШПУ). ШПУ необходимы для передачи сигналов с широким спектром. ШПУ дают ряд преимуществ и при узкополосных сигналах.

Использование ШПУ упрощает проектирование и изготовление РПУ, можно строить передатчики с различными рабочими частотами.

Функции ШП цепей связи выполняют трансформаторы на ферритовых сердечниках, ФНЧ или ПФ на сосредоточенных элементах LC, либо на распределенных структурах (например, отрезках полосковых линий). Если требования к неравномерности АЧХ усилителя нежесткие, а полоса не превосходит октавы (w. В/w. Н

На выходе передатчика с полосой более октавы (w. В/w. Н>2) для фильтрации высших гармоник приходится ставить ряд переключаемых фильтров с полосой пропускания каждого из них менее октавы. Таким образом, весь диапазон рабочих частот разделяется на несколько поддиапазонов. Необходимость в переключаемых фильтрах отпадает в многооктавных усилителях с раздельными полосами (УРП).

Требования к ЦС ШПУ. • Выходная ЦС должна преобразовывать RП в близкое к оптимальному сопротивление коллекторной нагрузки во всем рабочем диапазоне. • Фильтрация высших гармоник. • Межкаскадная ЦС должна корректировать спад АЧХ усилителя, вызванный инерционными явлениями в АЭ.

• Иметь необходимое сопротивление нагрузки предыдущему каскаду или необходимое входное сопротивление усилителя в целом. 2

УСИЛИТЕЛИ С ПОЛОСОЙ МЕНЕЕ ОКТАВЫ В диапазонах МВ и ДМВ нужны усилители с полосой не более октавы. Межкаскадные ЦС таких усилителей выполняют как на сосредоточенных, так и на распределенных элементах. Рассмотрим ШПУ на БT по схеме с ОЭ, использующих простейшие LC-цепи связи. На частотах f > 3 f. Т/h 21 Э модуль коэффициента БТ 1/f.

Следовательно, для поддержания неизменного iк в рабочем диапазоне необходим линейный рост тока базы iб с частотой. Для частот f 3 f. Т/h 21 Э при активной нагрузке в цепи коллектора RК входное сопротивление ZBX транзистора в режиме без отсечки в схеме с ОЭ имеет частотнонезависимую активную составляющую r.

ВХ и реактивную составляющую индуктивного характера ХВХ=w. LВХ (рис. 1). LВХ r. ВХ Рис. 1.

Эквивалентная схема ZBX транзистора с ОЭ для режима без отсечки на ВЧ В простейшей входной ЦС, корректирующей частотную зависимость коэффициента усиления по току, можно применить последовательный или параллельный одиночный колебательный контур, включающий элементы эквивалентной схемы ZBX БТ на рис. 1. 3

RBH~r. ВХ w w. Н w. В= w 0 Рис. 2 а. Схема частотной коррекции Рис. 3 а. Нормированные АЧХ IБ и коэффициента передачи IК 1 ШПУ с корректирующей цепью транзистора по току в виде последовательного контура Из рис. 3 а видно, что, выбрав резонансную частоту контура w 0 вблизи верхней частоты диапазона w.

В, можно получить увеличение амплитуды тока базы с ростом частоты. Неравномерность IК 1 (8. . . 10)% для диапазона w. Н. . . w. В порядка октавы, QLBЕТВИ=w. ВL/r. ВХ 2, 3. ЦС согласована с генератором на w 0, Q входной цепи в целом (с учетом RBH источника сигнала) должна быть в 2 раза меньше – 1, 15.

За частоту w 0 принимают w. В, так как при w 0

Корректирующая цепь в виде параллельного контура Рис. 2 б. Схемы частотной коррекции коэффициента передачи транзистора по току в виде параллельного контура w w. Н w. В= w 0 Рис. 3 б. Нормированные АЧХ IБ и IК 1 ШПУ с корректирующей цепью в виде параллельного контура IК 1 (8. . . 10)% для w. Н. . . w. В порядка октавы, если QLBЕТВИ= w. ВL/r. ВХ 4, 5.

ЦС согласована с генератором на w 0, добротность входной цепи в целом с учетом RBH источника сигнала должна быть в 2 раза меньше– 2, 25. Корректирующая ЦС на рис. 2 б способна трансформировать входное сопротивление транзистора. Но коэффициент трансформации равен QВ 2=20 на частоте w. В. Такая ЦС удобна для ШПУ на мощных транзисторах, имеющих r.

ВХ порядка единиц ом. 5

Рассмотренные простые схемы коррекции АЧХ транзистора относятся к цепям с отражением «избыточной» мощности. Подразумевается, что мощность возбудителя частотно-независима, а его сопротивление RBН определено и постоянно в рабочем диапазоне.

По мере приближения к нижней границе диапазона частот w. Н мощность возбуждения снижается, так как ZBX ЦС из согласованного на верхней частоте w. В активного сопротивления, становится комплексным, с нарастанием рассогласования к нижней частоте w. Н.

При этом возрастает мощность рассеяния АЭ источника возбуждения в нижней части диапазона, а иногда и возникает паразитное самовозбуждение.

Недостатки корректирующих цепей с отражением «избыточной» мощности устраняются в цепях с постоянным ZBX, поглощающих эту мощность в специальных балластных резисторах. 6

Если схему на рис. 2 а с последовательным контуром дополнить двухполюсником r 1, X 1, (рис. 4 а), то она превратится в цепь с постоянным ZBX, сохранив свойства АЧХ. Входное сопротивление цепи на рис.

4 а: (1) не зависит от частоты и вещественно, когда r 1= r 2= r, а вещественные и мнимые части числителя и знаменателя пропорциональны: Х 2 r 1 Х 1 C (2) r 1 L r 2 = r. ВХ а) C 1 C 2 L 1 w 0 = w. В r 2 б) Рис. 4.

Эквивалентные схемы корректирующей входной цепи и ШПУ с постоянным входным сопротивлением ZВХ(w)=r на всех частотах от 0 до , если -X 1 X 2=r 2 (3) Если X 2=w. L 2 -1/w. C 2, то из (3) X 1(w)=-r 2 w. C 2/(w 2 L 2 C 2 -1) м. б. реализовано контуром L 1, C 1, для которого L 1 C 1= L 2 C 2; r 2 C 2=L 1; (4) – (5) 7

Параметры элементов цепи коррекции рис. 4 б для октавной полосы w. Н… w. В: QВ = w. В L 2 / r 2 1. 15 (6) – (7) В выходной цепи VT ограничивают полосу частот ШПУ емкость СК и индуктивность LK коллекторного вывода. На невысоких частотах при w. LK10 RВХ, w. Н LПР>10 RН; по w. В : длина линии, l. Э

Читайте также:  Стабилизатор напряжения для унч

Существует множество вариантов соединения отрезков линий с ферритами – с дискретными коэффициентами трансформации, равными отношению любых целых чисел, с поворотом фазы на 180°, а также преобразующих симметричную нагрузку в несимметричную и наоборот. Некоторые примеры ТЛ приведены на рис. 17.

R/2 ZW=R R R Z =R W R R R Рис. 17. Эквивалентные схемы фазоинвертора (а) и фазорасщепителей (б, в, г) Целый спектр схем с трансформаторами на линиях разного типа (коаксиальных, двухпроводных и др. ) и их конструктивных вариантов приведен в книге «Справочное пособие по ВЧ схемотехнике» Рэда.

ZW=R R R Фазоинвертор на КЛ 25

Схемы двух симметрирующих трансформаторов на линиях с коэффициентом трансформации сопротивлений 1: 4. Обратимость входов и выходов схем. Схема симметрирующего трансформатора на линиях и расположение обмоток на тороидальном сердечнике с коэффициентом трансформации сопротивлений 1: 1/4 26

ZЛ= (RНRВХ)0, 5=R(0. 5*1)0, 5=0, 707 R Схемы 0°-гибридных ответвителей с двумя расщепляющими цепями. Схемы двух 0°-гибридных ответвителей с четырьмя расщепляющими цепями с одинаковыми входными и выходными сопротивлениями. 27

RВЫХ =9 RВХ ZW 1=ZW 2=ZW 3=3 RВХ 9: 1 Межкаскадная цепь согласования на трансформаторе из трех линий, включенных на входе последовательно, а на выходе – параллельно. 28

Рис. 18. Схема двухтактного широкополосного усилителя с ТЛ для диапазона 3. . . 30 МГц UВХ/2 UВХ/4 UВХ По R: 16: 1 По U: 4: 1 В двухтактном ШПУ с ТЛ (рис. 18) трансформаторы Тр1 и Тр2 имеют общий коэффициент трансформации по U, равный 4 (по сопротивлению в 16 раз).

Трансформаторы Тр3 и Тр4 создают противофазное напряжение возбуждения. Цепи Rl. R 2 C 1 выполняют функции коррекции спада транзисторов в верхней части диапазона и приближенное согласование во всем рабочем диапазоне частот на входах трансформаторов Тр3 и Тр4.

Конденсаторы С 2 и С 3 разделительные. Трансформатор Тр5 необходим при режиме класса В для попеременного замыкания выходной цепи, так как в любой момент времени один из транзисторов закрыт. Общая точка обмоток Тр5 заземлена.

Тр6 преобразует несимметричную нагрузку RП в симметричную. 29

Волновые сопротивления линий всех трансформаторов в оптимальном случае должны быть согласованы с сопротивлением их нагрузок.

Однако даже при комплексной нагрузке, когда неизбежны отражения в линиях, образующих ТЛ, частотные характеристики ТЛ оказываются более равномерными, чем у обычных трансформаторов. Рассмотрены простейшие ТЛ.

Их нижняя рабочая частота ограничена конечным значением магнитной проницаемости феррита m. Для расширения рабочего диапазона ТЛ в области низких частот применяют корректирующие элементы, конденсаторы и дополнительные симметрирующие обмотки.

Для расширения возможностей трансформации сопротивлений схем на линиях можно использовать параллельное и (или) последовательное соединений симметричных и коаксиальных линий, а также использование линий в виде скрученных между собой проводов. 30

31

Источник: http://present5.com/shirokopolosnye-usiliteli-osobennosti-shirokopolosnyx-usilitelej-ispolzovanie-perestraivaemyx-konturov/

4. РАСЧЕТ СХЕМЫ ТЕРМОСТАБИЛИЗАЦИИ ВЫХОДНОГО КАСКАДА

Существует несколько вариантов схем термостабилизации. Их использование зависит от мощности каскада и от того, насколько жёсткие требования предъявляются к температурной стабильности каскада. В данном случае будем использовать активную коллекторную термостабилизацию.

Активная коллекторная термостабилизация

Схема активной коллекторной стабилизации используется, как правило, при разработке мощных широкополосных радиопередающих устройств. Принципиальная схема каскада с активной коллекторной стабилизацией приведена на рис. 4.1. Физика работы схемы активной коллекторной стабилизации заключается в следующем. Напряжение на базе транзистора зафиксировано базовым делителем на резисторах и .

Поэтому при увеличении коллекторного тока транзистора , вызванного изменением температуры либо детекторным эффектом, и уменьшении, вследствие этого, напряжения на резисторе , увеличивается напряжение на переходе база-эмиттер транзистора .

Это ведёт к уменьшению его коллекторного тока, который является базовым током транзистора , что, в свою очередь, препятствует дальнейшему росту коллекторного тока транзистора . И, наоборот, при уменьшении коллекторного тока транзистора транзистор закрывается, уменьшается базовый ток транзистора .

Известно, что при условии:, где – напряжение на резисторе , изменение температуры окружающей среды от минус до плюс приводит к нестабильности тока покоя транзистора не превышающей 2%. Исходя из этого, можно рекомендовать выбор напряжения на резисторе .

Рисунок 4.1 – Принципиальная схема активной коллекторной термостабилизации

Кроме того, так как напряжение на переходе база-эмиттер открытого кремниевого транзистора равно около 0,7 В, будем полагать известными напряжения база-эмиттер транзистора и транзистора .

Рассчитаем и .

1) Определим величину резистора :

(4.1)

2) Рассчитываются ток и напряжение в рабочей точке транзистора

(4.2)

,(4.3)

где – статический коэффициент передачи тока в схеме с общим эмиттером транзистора .

Выбор напряжения по (4.3) обусловлен тем, что при изменении температуры ток должен иметь возможность изменяться как в сторону увеличения, так и в сторону уменьшения относительно своего номинального значения.

3) Определим величину резистора :

(4.4)

4) Ток базового делителя транзистора :

,(4.5)

где – статический коэффициент передачи тока в схеме с общим эмиттером транзистора .

5) По выбранному значению рассчитываются значения резисторов и :

(4.6)

(4.7)

Конденсатор служит для разрыва петли активной обратной связи на высоких частотах, где обратная связь начинает носить комплексный характер и возможно самовозбуждение схемы. Дроссель необходим для того, чтобы на частотах сигнала коллекторная цепь транзистора не шунтировала нагрузку.

Значения емкостей и можно принять в диапазоне 0.1…1мкФ. Возьмем ,

Выберем транзистор , используемый в схеме термостабилизации, зная его рабочую точку: и . Мощность, рассеиваемая на коллекторе транзистора по формуле (2.6) равна:

Выбор транзистора для активна коллекторной термостабилизации предельных параметров:

1) Предельно допустимого напряжения коллектор-эмиттер по формуле (3.2):

2) Предельно допустимого тока коллектора по формуле (3.3):

3) Допустимая мощность, рассеиваемая на коллекторе по формуле (3.4):

Анализируя требуемые параметры, выбираем транзистор КТ361Б.

Предельные эксплуатационные данные:

1) Постоянный ток коллектора Iк0=50мА.

2) Постоянное напряжение коллектор-эмиттер Uкэ0=20В.

3) Постоянная рассеиваемая мощность коллектора Pрас= 150мВт.

Источник: http://radio.bobrodobro.ru/38334

Широкополосный усилитель мощности

ВЧ усилители мощности

Усилители мощности на полевых транзисторах имеют ряд преимуществ перед усилителями на биполярных транзисторах. В частности, в них более просто получить хорошую линейность амплитудно-частотной характеристики и высокую стабильность параметров [1].

Описываемый усилитель (см. схему на рис. 1) обеспечивает выходную мощность около 70 Вт в нагрузке сопротивлением 75 Ом и усиление около 40 дБ в середине диапазона З… 30 МГц. АЧХ показана на рис. 2. Предварительные каскады усиления собраны на полевых транзисторах VT1 и VT2. Первый из них работает с небольшим положительным напряжением смешения на затворе, задаваемым делителем R1R2.

Нагрузкой транзистора VT1 является широкополосный трансформатор Т1. Его вторичная (понижающая) обмотка включена в цепь затвора транзистора VT2, работающего с нулевым напряжением смещения на затворе.

Вторичная (понижающая) обмотка широкополосного трансформатора ТЗ через резисторы R4 и R5 соединена с затворами транзисторов выходного каскада VT3 и VT4, которые также работают с нулевым напряжением смешения.

Puc.1
Puc.2

Повышающая обмотка выходного трансформатора ТЗ подключена к антенному фильтру. Последний необходим в связи с тем, что коэффициент гармоник усилителя не лучше -15 дБ. Схема антенного фильтра приведена на рис. 3. Можно использовать и антенный фильтр от широкополосного усилителя, описанного в [2].

Puc.3

Важными элементами усилителя являются широкополосные трансформаторы. Широкополосность трансформаторов пропорциональна отношению Lo/Ls, где Lo – индуктивность обмоток, Ls – индуктивность рассеяния.

Следует учесть, что уменьшение Lo приводит к сужению полосы частот равномерного усиления снизу, а увеличение Ls – сверху.

Малые значения Ls можно получить при сильной связи между обмотками, что достигается специальной конструкцией трансформаторов [3, 4].

В усилителях, испытанных автором, применялись широкополосные трансформаторы, конструкция которых показана на рис. 4.

Puc.4

Трансформатор состоит из металлического каркаса 1, представляющего собой две медные трубки, соединенные медной перемычкой. На каждую трубку надевают по 9 колец 2 типоразмера К10Х6Х3 из феррита М1000НН.

Кольца между собой склеивают клеем БФ-2. Через трубки пропускают два витка провода 3 МГТФ 0.65 так, чтобы его концы выходили со стороны перемычки. Провод должен туго входить в трубку.

Трубки с перемычкой являются понижающей обмоткой, а два витка провода – повышающей.

Источник питания должен обеспечивать напряжение 40 В при токе до 3 А.

Можно, например, использовать источник, описанный в статье В. Дроздова “Однодиапазонный телеграфный KB трансивер” (“Радио”, 1983, N 1, с. 17-22).

В усилителе использованы резисторы МЛТ, конденсаторы КД, К52-5, проходные конденсаторы КТПС-1, ВЧ дроссели Д1.2-40, ДМЗ-12. Дроссели можно изготовить и самостоятельно на отрезках ферритовых (600НН) стержней длиной 15…20, диаметром 2 мм.

Читайте также:  Сенсорные регуляторы яркости с фазоимпульсным и шим управлением

Намотку ведут виток к витку проводом ПЭВ-2 0,31 до заполнения магиитопровода. Собственные резонансные частоты дросселей должны быть выше верхней частоты рабочего диапазона усилителя. Реле, контакты К 1.

1 которого задействованы для управления режимом усилителя, – герконовое РЭС-55 (паспорт РС4.569.601). Оно расположено в возбудителе.

Источник: https://www.rlocman.ru/shem/schematics.html?di=43812

Широкополосный усилитель мощности

Изобретение относится к области радиотехники и связи и может быть использовано в качестве устройства для прецизионного усиления по мощности аналоговых сигналов, в структурах неинвертирующих усилителей и выходных каскадов различного функционального назначения, в т.ч. ВЧ и СВЧ диапазонов.

В современной радиоэлектронной аппаратуре находят применение широкополосные неинвертирующие усилители (ШНУ), обеспечивающие усиление по мощности и преобразование входных сигналов [1-15].

Наиболее близким по сущности к заявляемому техническому решению является классическая схема ШНУ фиг.1, представленная в патенте US 5.512.859, архитектура которой присутствует также в большом числе других патентов и монографий, например [1÷17].

Во многих практических случаях выходной неинвертирующий каскад ШНУ реализуется по схеме с последовательной отрицательной обратной связью по напряжению (фиг.3), причем такое решение ШНУ является классическим для его многих применений [16-17].

Существенный недостаток известного ШНУ фиг.1 (фиг.2, фиг.3) состоит в том, что он характеризуется повышенным уровнем нелинейных искажений, который измеряется коэффициентом гармоник.

Данный недостаток является следствием нелинейных режимов работы транзисторов выходного каскада ШНУ, а также влияния на нелинейные искажения синусоидального сигнала конечных значений максимальной скорости нарастания выходного напряжения ШНУ [16, 17].

Основная задача предлагаемого изобретения состоит в уменьшении уровня нелинейных искажений и шумов различного происхождения в цепи нагрузки ШНУ с неинвертирующим выходным каскадом.

Поставленная задача решается тем, что в широкополосном усилителе фиг.1 (фиг.2, фиг.

3), содержащем неинвертирующий выходной каскад 1, вход которого связан со входом устройства 2 и источником входного напряжения 3 через согласующий резистор 4, цепь нагрузки 5, подключенную к выходу 6 устройства, связанному с выходом неинвертирующего выходного каскада 1, предусмотрены новые элементы и связи – в схему введен корректирующий каскад 7, токовый выход которого 8 соединен со входом неинвертирующего выходного каскада 1, между входом устройства 2 и входом 9 корректирующего каскада 7 включен первый 10 дополнительный резистор, а выход устройства 6 связан со входом 9 корректирующего каскада 7 через последовательно соединенные дополнительный инвертирующий буферный усилитель 11 и второй 12 дополнительный резистор.

Схема усилителя-прототипа показана на чертеже фиг.1. На чертеже фиг.2 представлена функциональная схема усилителя-прототипа фиг.1.

На чертеже фиг.3 показана схема, соответствующая чертежу фиг.2, в которой дан конкретный пример построения неинвертирующего выходного каскада 1 со стабильным коэффициентом передачи на основе операционного усилителя А1 и резисторов R1 и R2.

На чертеже фиг.4 представлена схема заявляемого устройства в соответствии с п.1, п.2 и п.3 формулы изобретения. Здесь источник напряжения uош моделирует генерацию нелинейных искажений в схеме фиг.4, обусловленных неинвертирующим выходным каскадом 1, а также шумов и наводок различной природы. Как правило, это вторая, третья и другие гармоники основного сигнала uвх.

На чертеже фиг.5 приведена схема фиг.4 в среде PSpice, на базе которой проведено компьютерное исследование заявляемого (G≠0) и известного (G=0) устройств. Здесь корректирующий каскад 7 моделируется элементом G1 с крутизной Gain.

На чертеже фиг.6 показан спектр выходного напряжения модели устройства фиг.

5 при значении крутизны (S7=Gain) корректирующего каскада 7 Gain=0 при входном напряжении uвх=V3=10 мВ с частотой F(in)=10 кГц, а также при напряжении ошибки uош=V4=1 мВ, моделирующего нелинейные искажения ШНУ с частотой третьей гармоники F(V4)=30 кГц. При таком режиме изменений в схеме фиг.5 спектр фиг.6 соответствует прототипу.

На чертеже фиг.7 показан спектр выходного напряжения ШНУ фиг.

5 при значении крутизны S7=Gain корректирующего каскада 7 S7=Gain=1 См при входном напряжении uвх=V3=10 мВ с частотой F(in)=10 кГц, а также напряжении ошибки uош=V4=1 мВ, моделирующего нелинейные искажения с частотой третьей гармоники F(V4)=30 кГц.

Сравнение чертежей фиг.6 и фиг.7 показывает, что амплитуда третьей гармоники на выходе заявляемого устройства фиг.5 при S7=Gain≠0 уменьшилась (за счет новых связей) с 1 мВ до 1,65 мкВ, т.е. более чем в 500 раз.

На чертеже фиг.8 показан спектр выходного напряжения ШНУ фиг.

5 при значении крутизны корректирующего каскада 7 S7=Gain=2 См при входном напряжении uвх=V3=10 мВ с частотой F(in)=10 кГц, а также напряжении ошибки uош=V4=1 мВ, моделирующего нелинейные искажения с частотой третьей гармоники F(V4)=30 кГц. Данные графики показывают, что третья гармоника на выходе устройства фиг.5 уменьшилась в сравнении с фиг.6 более чем в 1400 раз.

На чертеже фиг.9 показан спектр выходного напряжения ШНУ фиг.

5 при значении крутизны корректирующего каскада 7 S7=Gain=3 См при входном напряжении uвх=V3=10 мВ с частотой F(in)=10 кГц, а также напряжении ошибки uош=V4=1 мВ, моделирующего нелинейные искажения с частотой третьей гармоники F(V4)=30 кГц. Данные графики показывают, что третья гармоника на выходе устройства фиг.5 уменьшилась в сравнении с фиг.6 более чем в 2600 раз.

На чертеже фиг.10 показан спектр выходного напряжения ШНУ фиг.

5 при значении крутизны корректирующего каскада 7 S7=Gain=5 См при входном напряжении uвх=V3=10 мВ с частотой F(in)=10 кГц, а также напряжении ошибки uош=V4=1 мВ, моделирующего нелинейные искажения с частотой третьей гармоники F(V4)=30 кГц. Данные графики показывают, что третья гармоника на выходе устройства фиг.5 в сравнении с фиг.6 уменьшилась более чем в 5000 раз.

На чертеже фиг.11 показан график подавления 3-й гармоники выходного сигнала в заявляемом ШНУ фиг.5 от значения крутизны G1 корректирующего каскада 7. Из данных графиков следует, что для десятикратного подавления третьей гармоники необходимо, чтобы G1=0,021 См. Для подавления третьей гармоники в 100 раз необходимо выбрать G1=0,19 См и т.д.

Широкополосный усилитель мощности фиг.4 содержит неинвертирующий выходной каскад 1, вход которого связан со входом устройства 2 и источником входного напряжения 3 через согласующий резистор 4, цепь нагрузки 5, подключенную к выходу 6 устройства, связанному с выходом неинвертирующего выходного каскада 1.

В схему введен корректирующий каскад 7, токовый выход которого 8 соединен со входом неинвертирующего выходного каскада 1, между входом устройства 2 и входом 9 корректирующего каскада 7 включен первый 10 дополнительный резистор, а выход устройства 6 связан со входом 9 корректирующего каскада 7 через последовательно соединенные дополнительный инвертирующий буферный усилитель 11 и второй 12 дополнительный резистор.

На чертеже фиг.4, в соответствии с п.2 формулы изобретения, в качестве корректирующего каскада 7 может использоваться преобразователь «напряжение-ток» с высоким входным и высоким выходным сопротивлениями.

Кроме этого, на чертеже фиг.4, в соответствии с п.3 формулы изобретения, в качестве корректирующего каскада 7 может использоваться усилитель тока с низким входным и высоким выходным сопротивлениями.

Рассмотрим факторы, определяющие уровень нелинейных искажений и шумов в заявляемом устройстве фиг.4, в котором нежелательные спектральные составляющие, обусловленные нелинейностями в неинвертирующем выходном каскаде 1, моделируются эквивалентным источником нелинейных искажений uош с частотой третьей гармоники 30 кГц.

Физический смысл эффекта подавления шумов в широкополосном усилителе фиг.4 связан, во-первых, с выделением в узле 9 сигнала ошибки u9~uош, который пропорционален только уровню нежелательных спектральных составляющих uош на выходе неинвертирующего выходного каскада 1 (в рассматриваемом случае с частотой 30 кГц):

В частном случае при R10=R12

При этом следует заметить, что в узле 9 отсутствует входной усиливаемый сигнал uвх с рассматриваемой (в данном случае) частотой 10 кГц. Это обусловлено полным взаимным вычитанием в узле 9 двух его равных, но противофазных составляющих uвх и -uвых.

Выделенная таким образом ошибка u9≈uош 12 (при R10=R12) вводится (благодаря резистору 4) во входную цепь выходного неинвертирующего каскада 1 и корректирующего каскада 7 с высоким выходным сопротивлением и компенсирует напряжение uош, генерируемое этим выходным каскадом.

Рассмотрим далее результаты моделирования фиг.6 и фиг.7.

При нулевой крутизне передачи сигнала в корректирующем каскаде 7 (S7=G=0) напряжение шумов и спектральных составляющих нелинейных искажений uош полностью передается в нагрузку 5. Об этом свидетельствует соотношение амплитуд гармоник на выходе 6 (фиг.6): выходное напряжение с частотой 30 кГц имеет амплитуду uвых=1 мВ.

При введении цепи коррекции 7, имеющей крутизну S7=l См, амплитуда выходной гармоники устройства фиг.5 с частотой 30 кГц уменьшается в 606 раз с 1 мВ до 1,65 мкВ (см. фиг.7).

В большинстве случаев этого подавления uош достаточно для многих применений ШНУ. Дальнейшее увеличение крутизны S7 обеспечивает еще более глубокое ослабление нелинейных искажений и шумов (фиг.8).

Читайте также:  Apple remote shield на arduino

Однако это не всегда целесообразно (фиг.11).

Таким образом, заявляемое устройство обладает существенными преимуществами в сравнении с прототипом по уровню подавления нелинейных искажений и шумов. Кроме этого, как показывает моделирование, предлагаемая структура широкополосного усилителя позволяет повысить максимальную скорость нарастания выходного напряжения ( вых) устройства в целом, когда выходной неинвертирующий

каскад 1 имеет малые значения вых.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1. Патент US 5.241.283, fig.6.

2. Патентная заявка US 2004/0080371.

3. Патентная заявка US 2006/0132238.

4. Патент JP 10242777.

Источник: http://www.FindPatent.ru/patent/252/2527202.html

широкополосный усилитель мощности

Классы МПК: H03F1/42 модификация усилителей для увеличения ширины полосы пропускания 
Патентообладатель(и): Тихомиров Сергей Георгиевич
Приоритеты:

подача заявки:
1990-11-21

публикация патента:
20.04.1995

Использование: в трактах усиления мощности радиопередающих устройств. Сущность изобретения: широкополосный усилитель мощности содержит транзистор, включенный по схеме с общим эмиттером, и элементы согласования транзистора с источником возбуждения и нагрузок, содержащие конденсатор и индуктивность. Конденсатор включен между коллектором и эмиттером транзистора. Индуктивность включена между эмиттером транзистора и общей шиной. Приводятся формулы для определения оптимальных величин индуктивности и конденсатора. Конденсатор замыкает на себя реактивную составляющую тока эмиттера, что позволяет расширить рабочий диапазон частот усилителя. 1 з.п. ф-лы, 3 ил.Рисунок 1, Рисунок 2, Рисунок 3Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в трактах усиления мощности радиопередающих устройств. Цель изобретения упрощение схемы усилителя, расширение его диапазона рабочих частот и повышение выходной мощности. На фиг. 1 представлена принципиальная электрическая схема усилителя; на фиг. 2 и 3 векторные диаграммы токов и напряжений, поясняющие его работу. Усилитель содержит транзистор 1, между эмиттером которого и общей шиной включена индуктивность 2. Между коллектором и эмиттером транзистора 1 включен конденсатор 3 обратной связи. База транзистора 1 соединена с источником 4 возбуждения усилителя, а между коллектором транзистора 1 и общей шиной включена нагрузка 5 усилителя. Напряжение питания на усилитель подается через развязывающий дроссель 6. На базу транзистора через делитель 7, 8 напряжения подается смещение. В цепи базы транзистора 1 и цепи нагрузки 5 включены первый и второй развязывающие конденсаторы 9 и 10. Источник 4 возбуждения может представлять собой предыдущий каскад усиления или генератор высокой частоты. Усилитель работает следующим образом. На базу транзистора 1 подается входное напряжение от источника 4. Ток эмиттера Iэ транзистора 1 содержит активную высокочастотную составляющую Iэ(Re), синфазную управляющему напряжению Uбэ на эмиттерном переходе транзистора 1, и реактивную высокочастотную составляющую Iэ(Im), сдвинутую на/2 по отношению к напряжению Uбэ. Ток IL, текущий через индуктивность 2, формируется из тока Iэ эмиттера и тока Iс, текущего через конденсатор 3 и сдвинутого на/2 относительно напряжения Uбэ. При соответствующем выборе емкости конденсатора 3 ток Iс через этот конденсатор компенсирует составляющую Iэ(Im) тока эмиттера, и ток IL, протекающий через индуктивность 2, совпадает по величине и фазе с составляющей Iэ(Re) тока эмиттера и оказывается синфазным управляющему напряжению Uбэ. Ток коллектора Iк транзистора 1 содержит активную высокочастотную составляющую Iк(Re), синфазную Uбэ и реактивную высокочастотную составляющую Iк(Im), сдвинутую на/2 относительно Uбэ. Ток Iн, текущий в нагрузке 5, состоит из коллекторного тока Iк и тока Iс конденсатора 3 (ток конденсатора 3 также сдвинут на/2 относительно Uбэ). Следовательно, напряжение Uн на коллекторном выводе (на нагрузке 5) сдвинуто относительно Uбэ на угол, находящийся между/2 иНапряжение Uкэ между коллектором и эмиттером транзистора 1 равно разности напряжений Uн и UL на нагрузке 5 и индуктивности 2. Как видно из фиг. 2, при соответствующем выборе величины индуктивности 2, определяющей напряжение UL, напряжение между коллектором и эмиттером транзистора 1 оказывается строго противофазным управляющему напряжению Uбэ, что свидетельствует о полном фазовом согласовании транзистора с нагрузкой, т.е. о выходном согласовании. Ток базы согласованного по выходу транзистора сдвинут на/2 относительно напряжения на его эмиттерном переходе. Ток Iб базы транзистора 1 является входным током усилителя каскада на этом транзисторе. Входное напряжение каскада совпадает с напряжением на базовом выводе транзистора 1. Оно практически не отличается от высокочастотного напряжения Uэ на эмиттерном выводе, которое равно напряжению Uэ и сдвинуто на/2 по отношению к Uбэ. Поэтому входной ток и входное напряжение усилительного каскада на транзисторе 1 синфазны, что свидетельствует о согласовании усилителя. Таким образом, усилитель оказывается полностью согласованным по входу и выходу без использования сложных согласующих цепей. Следует отметить тот факт, что активное значение входного сопротивления усилителя означает поглощение высокочастотной мощности на входе усилителя. Поскольку практически все падение входного напряжения происходит на чисто реактивном элементе, а именно индуктивности, поглощаемая на входе усилителя мощность не рассеивается в транзисторе, а передается в нагрузку Rн, суммируясь там с высокочастотной мощностью, генерируемой самим транзистором 1. Таким образом, данный усилитель осуществляет каскадное суммирование мощностей, обеспечивая тем самым увеличение выходной мощности. В зависимости от конкретных значений величин емкости конденсатора 3 и индуктивности 2 диапазон частот согласования усилителя по входу и выходу (а следовательно, и диапазон рабочих частот усилителя) может быть различным. Как показывают теоретические расчеты, максимальная ширина полосы рабочих частот достигается при величине C емкости конденсатора 3 и величине индуктивности 2 равных и (1)

C+ Cк(1)

LRCк+(2) гдеRи/Rн,

Rи внутреннее сопротивление источника 4 возбуждения усилителя (например выходное сопротивление предыдущего усилительного каскада);

Rн сопротивление нагрузки 5 усилителя;

fт предельная частота усиления по току транзистора 1 в схеме с общим эмиттером,

Cк емкость коллекторного перехода транзистора 1.

В случае, когда входное сопротивление усилителя равно сопротивлению нагрузки, т. е. Rи Rн, что имеет место в большинстве случаев, выражения (1) и (2) принимают вид

C+ Cк и (3)

L RCк+(4)

Коэффициент Kр усиления усилителя по мощности на частоте f определяется выражением

Kр= 1+(5) где Ri=

Теоретически в предложенном усилителе ограничений по частоте сверху вообще нет, однако на очень высоких частотах начинает сказываться влияние паразитных емкостей и индуктивностей, в то время как традиционные схемы усилителей на таких высоких частотах вообще не работоспособны ( их верхняя рабочая частота составляет не более 50 МГц).

Положительный эффект будет возникать и в случае использования индуктивности 2 и конденсатора 3, величины которых отличаются от оптимальных значений, соответствующих выражениям (1) и (2).

Как показали эксперименты, изменение величин индуктивности или конденсатора в пределах15% от оптимальных величин, определяемых по формулам (1) и (2), вызывают лишь незначительное уменьшение коэффициента усиления по мощности на высоких частотах (в пределах нескольких процентов).

При более значительных отклонениях величин индуктивности и конденсатора от оптимальных коэффициент усиления по мощности резко падает. Например, при отклонении этих величин на 20% коэффициент усиления по мощности на частотах 15, 30, 50, 200 и 300 МГц соответственно составляет 130, 60, 5,0 и 0.

Таким образом, теоретические исследования и практические расчеты показывают, что включение конденсатора между коллекторным и эмиттерным выводами транзистора и индуктивности в цепь его эмиттера позволяет нейтрализовать входную и выходную инерционности транзистора и передать высокочастотную мощность, поглощаемую на входе усилителя, в нагрузку.

В результате достигается следующий положительный эффект: расширение диапазона рабочих частот усилителя; упрощение конструкции усилителя в результате исключения из его конструкции сложных согласующих цепей; возможность миниатюризации устройства путем изготовления транзисторов со встроенными реактивностями, что является особенно перспективным направлением в разработке усилителей, увеличение максимально достижимой выходной мощности усилителя, которая в предложенной схеме в отличие от известных может намного превышать мощность, генерируемую транзистором усилителя. Некоторое снижение коэффициента усиления по мощности на относительно низких частотах, имеющее место в предлагаемом усилителе, можно легко компенсировать путем каскадного соединения усилителей, собранных по предлагаемой схеме. Такое соединение не приведет к снижению КПД, так как благодаря эффекту каскадного суммирования мощностей высокочастотная мощность, подаваемая на вход каждого каскада, не теряется, а практически вся передается в нагрузку.

Формула изобретения

1.

ШИРОКОПОЛОСНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ МОЩНОСТИ, содержащий транзистор, включенный по схеме с общим эмиттером, база которого соединена с выходом источника возбуждения, эмиттер через катушку индуктивности соединен с общей шиной, а коллектор с нагрузкой и первым выводом конденсатора обратной связи, отличающийся тем, что второй вывод конденсатора обратной связи подключен к эмиттеру транзистора. 2. Усилитель по п.1, отличающийся тем, что величины емкости C конденсатора и индуктивности L катушки индуктивности равны

где Rн величина сопротивления нагрузки;

fт предельная частота транзистора по току в схеме с общим эмиттером;

Cк величина емкости коллекторного перехода транзистора;

Rи величина внутреннего сопротивления источника возбуждения.

Источник: http://www.freepatent.ru/patents/2033686

Ссылка на основную публикацию
Adblock
detector